При разработке DVB-T приемника столкнулись с проблемой при работе с длинным мощным эхо-сигналом.
Необходимо обеспечить работоспособность приемника DVB-T при наличии эхо-сигнала такой же мощности (0 dB эхо) как основной сигнал, задержанного на время до 0,95 длины защитного интервала и не вносящего поворота фазы (0 градусов в центре канала). Для режима 2k максимальный сдвиг составляет 486,4 отсчета (при длине защитного интервала 1/4), для режима 8k – 1945,6 отсчетов.
Для коррекции частотной характеристики канала используется интерполяция значений пилотных несущих. Для DVB-T, собрав данные по 4 последовательным символам, можно получить 569 равномерно расположенных пилотных несущих, что теоретически позволяет исправить воздействие эха сигнала со сдвигом до 341,333 отсчетов для 2k и до 1365,333 отсчетов для 8k. В реальности максимальное значение ниже и зависит от способа интерполяции. Таким образом, этим способом компенсация воздействия максимально сдвинутого эхо-сигнала невозможна.
Может ли сообщество подсказать в какую сторону двигаться для решения этой проблемы?

да вообще-то они все традиционные, даже демодулятор(корректор) Витерби
и в данном случае, когда мощность эха сопоставима с сигналом, смотрю, что-то не очень подходит это "традиционное"..

Ну если эхо сопоставимо с сигналом значит усе плохо и природу не обманешь ни традиционными способами ни тем более альтернативными..
Что касается ОFDM то максимально правдоподобная (MLSE )оценка переданного символа совпадает с самым прямолинейным и традиционным
способом. Т.е. на входе IFFT передатчика имеется вектор столбец sx, каждый элемент этого вектора это одна из точек сигнального
созвездия QPSK или QAM. На приемном конце после FFT мы имеет вектор s и измеренную (или полученную путем интерполяции)
передаточную характеристику канала H(квадратная матрица,у которой только диагональные элементы ненулевые). Наилучшая (максимально
правдоподобная ) оценка sx, это sx_est, которая минимизируем квадрат ошибки e2 = (s - H*sx_est)' *(s - H*sx_est).
Т.е. другими словами алгоритм, вроде найти H, найти inv(H), умножить inv(H) на s, и результат подать на slicer есть оптимальный и ничего лучше быть
не может.

вроде как может быть, - турбоэквалайзеры. в отличие от метода максимального правдоподобия (минимум вероятности ошибки для всей последовательности) дают минимум вероятности ошибки на каждый символ, но ресурсов требуется поболе.

Дык, какие тут могут быть турбоэквалайзеры для ОFDM ? Все несущие ортогональны... Символы соседние ни как не влияют друг на друга.
Т.е. что MLSE что MAP будет выглядеть вроде- берем i-ю поднесующую берем какие-то статистики для этой поднесущей и что-то со всем этим делаем,
все остальные поднесущие с номером отличным от i на этот процесс не влияют.. Хотя, с Вами согласен что MAP - это то самое чем нужно считать LLR для последующего декодирования FEC декодерами.

ps можно придумать фантастический вариант и как-то использовать энергию содержащуюся в защитном интервале, но ясно , что получится что-то
сложное а эффект будет почти не заметный.

формально да, а как там будет, даже не знаю? как раз и имел ввиду, что схема FEC должна быть завязана (согласована) с демодуляцией, может и будет какая польза от итеративного эквалайзинга.

Главная проблема с длинным эхом - временная синхронизация.
По пилотам и TPS можно построить профиль многолучевости, а по нему вычислить сдвиг и параметры канала.

Вы о захвате начала символа?


Можно чуть поподробнее про построение таких профилей? Или посоветуйте литературу для изучения.
Но в целом, по-моему, TPS применить сложно, поскольку несущие TPS модулируются DBPSK, т.е. их ожидаемая фаза не известна (0 или Pi), только амплитуда.

Сообщение отредактировал Wasja - Dec 13 2011, 07:05

Да, о начале блока БПФ.
Подробно не могу - не математик.
Профиль строится в виде матрицы с усреднением на интервале 1 фрейма для 8к, 2 фрейма для 4к, 4 фрейма для 2к.
TPS тоже используются, поскольку исходная модуляция синхронная и смещение фаз извлечь можно.