Спасибо, YIG, при следующем подходящем случае воспользуюсь Вашим советом. А сейчас наступил как бы штиль в обсуждении данной темы. Возможно, вскоре появится Александр Ч. и оживит дискуссию. Те две недели его командировки, о которых он писал, уже истекли. Жду - не дождусь его веского слова.

Полоса не расчитывается "из устойчивости", а выбирается по некоторым критериям обеспечения шума и/или быстродействия :
или интегрально на всех разумных отстройках,
или локально , только на малых отстройках ( в этом случае расширенная полоса PLL лучше давит шумы ГУНа вблизи несущей)


в знаменателе 4pi я там не нашел , а то что на рисунке 4pi - так там и размах удвоенный, а в итоге все равно Vпит/2pi. У массовых чарч памповых крутизна Icp//2pi , но не забываем что такой выход имеет от -Icp до +Icp на интервале 4pi.
для одиночного RS триггера работающего от коротких импульсов по входу - тоже Vпит/2pi , это же видно и на рисунке 93 поста . Не знаю откуда авторы статьи взяли 1|pi . Авторы говорили о монотонности на участке 2pi и вдруг бац "1/pi"

Вообще говоря, есть ФД с крутизной Vпит/pi (например XOR при работе с меандрами), но их чего-то редко применяют, т.к. имеются недостатки. Не будем о них .

Полоса не расчитывается "из устойчивости"...
Всё это верно, в том числе с учётом устойчивости. А устойчивость я выделил, лишь чтобы подчеркнуть, что когда в расчёт полосы закладываются коэффициенты Кгун и Кфд (речь шла о них, хотя, конечно, то же касается и ФНЧ), то условие устойчивости системы обязательно должно учитываться. Возможно, я не совсем чётко высказал мысль, но судя по Вашему ответу, кажется, что в главном Вы со мной согласились. Коэффициенты Кгун и Кфд влияют на подавление шумов ГУН, так как участвуют в формировании полосы пропускания ФАПЧ.

в знаменателе 4pi я там не нашел...
Размах удвоенный. А что такой размах? – это и есть Vпит. Поэтому и получается Vпит/4pi.

Ладно , согласен ! Будь по-Вашему, выбирайте Кгун и Кфд для достойного подавления шумов ГУН , а полоса .... да пусть получается такой как получится.
остаёмся при своих мнениях.
Хотя даже авторы статьи , на которую Вы ссылались , говорили что "K ЧФД =1/2 p " , причем 1-ца , это уровень логической единицы, то есть Vпитания.

Сообщение отредактировал тау - Dec 7 2011, 18:50

Для YIG:
Ответил на Ваше ЛС, но не уверен, что Вы получите, так как не увидел подтверждения об отправке и не нашёл мой ответ в папке отправленных. И вообще этот Форум для меня сплошное шарада-ребус-кроссворд. Свой ответ на Ваше ЛС повторяю здесь.
При ответе tay я пытался воспользоваться Вашей инструкцией, но на третьем пункте «срезался» - не смог найти <кнопку Цитата (выше окна ответа) на образовавшейся пустой строке>. Для меня это оказалось чёрной кошкой в тёмной комнате. Решил не ломать голову, а действовать как и раньше. Потом, когда уже отправил ответ, понял, что эта кнопка спрятана под иконкой. Возможно, что ещё попробую, но в то же время – стоит ли? Тема практически полностью исчерпана, и, думаю, поздно уже заниматься самосовершенствованием в этом искусстве. Но, разумеется, благодарен Вам за внимание к этой моей проблеме.

Всё-таки хотелось бы вернуться к азам теории ФАПЧ - о полосе пропускания и устойчивости. С годами забываю прописные истины, требуется помощь, чтобы кое в чём разобраться.
Прилагаю рисунок. На фрагменте <A> система с RC фильтром. Фильтр включен, например, для того, чтобы избавиться от помех на сравниваемых частотах, или же ёмкость С1 - это просто неизбежный элемент в цепи управления ГУН. Положим, что система с таким фильтром, из-за больного коэффициента усиления, имеет малый запас устойчивости, а то и вообще возбудится, так как в реальном случае непременно имеется ещё скрытая добавочная, хоть и крохотная, но реактивность. Поэтому есть необходимость запас устойчивости увеличить.
Для этого есть два пути, показанные в виде вариантов <B> и <C>. На фрагменте <B> это резистивный делитель, а на фрагменте <C> - пропорционально-интегрирующий фильтр. Возникают такие вот вопросы:
1) При достигнутом одинаковом запасе устойчивости одинаковыми ли окажутся полосы пропускания системы ФАПЧ?
2) Будет ли одной и той же динамика системы? – всё-таки в варианте <C> появилась ёмкость C2, как бы добавившая инерционность системы.
3) Как будет меняться величина ёмкости С2 при изменении отношения R2/(R1+R2)?

Извините, Виталий, не всё понятно. Насколько я понял, Charge Pump (CP) обычно нагружают прямо на конденсатор, так как по своей сути это генератор тока, т.е. ток CP и есть эквивален резистора R1, а его величина, которая является программируемой, и есть один из параметров устойчивости и полосы фильтра ФАПЧ. Поэтому во всех рассчётах основных элементов фильтра ФАПЧ прямым или косвенным образом участвует не номинал R1, а ток CP, так как он является величиной вариативной, а не константой. Как я понял, это особенно важно для устойчивости и качества сигнала широкополосных ФАПЧ.

Конечно, аналогичный вопрос можно было бы задать и о системе, в которой фазовый детектор с Charge Pump, но меня больше интересует случай приведенный на рисунке, так как он ближе к синтезатору PDS. Можно считать, в качестве ФД используется простейший RS-триггер.

Виталий, Вы явно переоцениваете мои возможности. Но раз уж сами напросились… ; подброшу ещё дровишек (как Вы выразились):


Хочу извинится за слово “банальный.” Не банальный, конечно, а далеко не тривиальный. Поэтому, прошу перенести акцент на слово ”по сути,” т.е. в плане ухудшения шумов (т.к. физическое умножение частоты вне детектора, само собой разумеется, отсутствует).


Я тоже, как правило, смотрю на многие поднимаемые здесь вопросы чисто интуитивно, т.к. ни о каком серьёзном анализе не может идти и речи в связи с банальным (вот словечко-то!) отсутствием времени. Вот и сейчас все рассуждения на ходу (точнее на лету).
Тем не менее. Посмотрим чисто интуитивно. Но сначала на другом примере (это такой приём - переключить ход мыслей, когда занимаешься одной проблемой и, что называется, “зацикливаешься”). Рассмотрим классический синтезатор со смесителем в кольце ФАПЧ, но смеситель соберём на антипараллельной диодной паре. Что имеем? Сигнал подставки переключает диодную пару два раза за период. Положительная полуволна переключает первый диод, а отрицательная полуволна переключает второй диод (чем Вам не расщепление фазы на 0 и 180 градусов? Шучу ). Т.е. мы можем применить подставку с половинной частотой относительно использования обычного фундаментального смесителя. Ну и что теперь? Должны ли мы утверждать, что наши шумы улучшатся на 6 дБ? Естественно, нет. Просто умножение частоты происходит внутри самого смесителя.

Возьмём другой пример из соседней ветки (куда менее тривиальный), повторяться долго не буду, детали здесь:

http://electronix.ru/forum/index.php?showt...84312&st=75
"A Self-offset Phase-locked Loop"

Интересно, но серьёзного продолжения этот вопрос не получил, хотя очень многих эта схемка ставит в тупик. Ну, как же, коэф-т деления отдельных делителей гораздо меньше необходимого для классической однопетлевой ФАПЧ! Где подвох? Задачка может быть решена в различных областях: частотной, Лапласа (через передаточную функцию) или во временной. Вот последний вариант я настоятельно рекомендую проделать. Смысл прост. Фазовый шум в делителях (и других цифровых устройствах) можно описать как джитер на переходе из одного состояния в другое. Т.е. условно говоря, каждый фронт/спад вносит свою лепту в общий фазовый шум. А теперь попробуем нарисовать временную диаграмму для этой схемки. Окажется, что у нас фронты/спады от двух делителей врезаются друг относительно друга (опять же, чем Вам не расщепление фазы ) и в итоге приводят к возрастанию шума по всё тому же 20logN закону. Можно сказать, что происходит такое вот, в некотором смысле, дробное деление (сигналы-то коррелированные).

А теперь можно продлить аналогию и на Ваш метод. Повторяю, это на чисто интуитивном уровне. А не на интуитивном Вам поможет всё это прокрутить Тау. Вообще его комментарии заслуживают уважения – вот так, без долгих дискуссий, чётко и по существу. Профессионально. Видите, Виталий, сумейте только заинтересовать, что называется, “зацепить” своим энтузиазмом, найдутся люди и промоделировать, и промакетировать Ваши идеи.


Тау, Вы проделали большой объём работы со всеми этими примерами. Не могли бы Вы кратко подытожить результаты? Какое Ваше мнение по поводу шумовых/ПСС свойств данного метода?

Да, конечно, был бы рад, признателен и обязан Тау, если бы он взялся за это дело.
Я пытался разобраться в этом, рисовал множество временнЫх диаграмм, но мало из этого толку. Вот, например, прилагаю рисунок “32-11”. Это для случая q=32; R=11; C=8, где показаны все 32 фазы. Но это только для того, чтобы перейти к рисунку “1-2 and 1+17”, на котором показано как суммируются помехи от неточностей соседних разрядов (1 и 2) и как бы «противофазных» (1 и 17). Уровни неточностей условно выбраны равными 1. Результаты расчетов спектра сведены в таблицу. Там приведены спектры, когда неточности соседних разрядом противоположны по знаку, а неточности противофазных разрядов совпадают по полярности. Там же для сравнения приведен спектр погрешности одного разряда (все разряды одинаковы, не считая постоянной составляющей, и только сдвинуты по времени относительно друг друга). В первом случае величина первой гармоники уменьшается на 4,7 дБ (по сравнению с одним разрядом), а во втором - вообще отсутствует. Но это частные случаи, которые я привёл лишь для того, чтобы показать, что погрешности так просто, арифметически не суммируются. Требуется статистический подход, с учётом вероятностного распределения неточностей по разрядам. В общем, надо было бы подключать «тяжёлую артиллерию» типа Тау.

Вся надежда на Тау, - я и раньше писал уже об этом.
Спасибо, Александр, что стимулируете обсуждение этой темы.

работа от ФД с выходом по напряжению и простейшими RC цепями фильтра страдает недостатками - нельзя получить "приличную" в смысле ФАПЧ передаточную характеристику. Применялись такие фильтры с "ФД по напряжению" на заре ФАПЧестроения, когда не особо заморачивались с фазовыми шумами, а "лишь бы работало". Основной недостаток - снижение Kфд на нулевой частоте (отстройке) и плохое подавление шумов ГУНа в петле на малых отстройках. Для ознакомления с методами улучшения фильтров после "ФД по напряжению" есть смысл почитать Манассевича, где он про это пишет.


мнение насчет PDS у меня примерно следующее:
Положительные:
Повышенные частоты сравнения могли бы позволить реализовать экстремально быстродействующую петлю и достичь более высоких скоростей перестройки,
в специфических системах. Если бы это был ЧФД
Отрицательные:
Повышенные частоты сравнения в PDS по шумам выигрыша не дают из-за эквивалентного снижения крутизны ФД при прочих равных условиях.
Фазовая характеристика детектора по принципу из PDS имеет для одного и того же выхода (частоты) разные участки с отличающейся крутизной. Это может спровоцировать захват в петле с уровнем шума на выходе, меняющимся от случая к случаю. Это , имхо, самый существенный недостаток структуры PDS.

По шуму обыкновенный ЧФД пока выигрывает у PDS по приведенному шуму для несущей ниже 1 GHz. Сравним -140-150dbc/Hz для "обычного" ЧФД в фракциональном режиме и частоте сравнения порядка 100M и -126 dbc/Hz (110nV/Hz) для ЦАПА по аналогии с DDS типа AD9912.
Этот шум ЦАПА PDS , пройдя через ФНЧ и ГУН появится на выходе в виде фазового шума с уровнем -123 dBc/Hz +-6dB. ( для этого считаем действующую девиацию фазы θd в полосе 1 гц разделив 110 нановольт на крутизну 2V/8pi . Восьмерка в знаменателе взята из-за пониженной крутизны PDS. Полученную девиацию пересчитываем в уровень ф.ш. как 20LOG(θd/2) )

Опуститься ниже по шумам возможно только за счет улучшения качества работы ЦАП, например снизив шум выхода АЦП ниже 10nV/Hz, что , имхо, маловероятно . Но если удастся сделать резисторную матрицу и триггеры выше 1 GHz с шумом менее 100nv/Hz при размахе 2 вольта, то у PDS появится преимущество.

Спуры будут, но пока их анализ для меня непрозрачен. Субгармоники частотой ниже частот сравнения возникнут из-за неодинаковости номиналов резисторной матрицы и фазовой "несимметричности" внутри и снаружи фазорасщепителя.
Субгармоники могут возникать ниже любой из двух частот сравнения в 10 и более раз, конкретные значения , имхо, определяются как отношение наименьшего общего кратного для R , С и Q коэффициентов , делённому на R или С ( смотря какая частота берется для вычисления спура).
Например для Q=32 R13 С=15 низкочастотный спур можно ожидать на частоте в 416 раз меньше чем частота по входу C. Такие субгармоники могут попасть в полосу PLL , если она будет широкой.

Сообщение отредактировал тау - Dec 16 2011, 21:07

Имеется ввиду тот факт, что частота сравнения ограничивает полосу пропускания на уровне 10-20% от первой?

Да... Это согласуется с нашим чисто интуитивным восприятием. Вот отсюда и такое недоверие – покажите это в макете!


А это то, о чём говорит Виталий: ”Нужна реализация в виде IC,” и то, что отвечают ему вослед: ”Ищите специализированный ЦАП.”

Ну что ж, мы сделали виток и поднялись на уровень выше в понимании этого метода (Тау, Вам отдельное спасибо!). Далеко не тривиального, отдадим должное Виталию. Что теперь? Будем ждать результатов от ADI (я надеюсь, что Виталий будет держать нас всех в курсе) или всё же поговорим о возможной реализации на дискретных элементах?

Сообщение отредактировал Chenakin - Dec 17 2011, 05:53

Я не буду возвращаться к своим постам и повторно обосновывать преимущества дискретных решений, а лишь только скромно добавлю, что упование на интегральное решение лишь отбрасывает развитие этого метода назад, оставляя призрачную надежду на реабилитацию в случае отрицательного результата. Быстрое и гибкое развитие метода возможно только в новом дискретном решении, в котором будут учтены все критические замечания и идеи, прозвучавшие в теме. Иначе это всё может закончиться бесперспективно. Понятно, что Виталий уже не может продолжать такую работу, но у других участников руки вроде бы никак не связаны. Я, например, вижу эффективность реализации этого метода пока только в узкополосных приложениях, где он будет сопоставим с DDS как по скорости, так и по шумам, а по спурам может очень сильно выиграть. Так это или не так, могло бы показать только дальнейшее дискретное макетирование. Хотя в душе надеюсь, что я всё-таки ошибаюсь и интегральное решение от ADI даст лучшие результаты, чем те, которых удалось достичь в макете.

Мой вопрос пока что не о том, какой детектор лучше. Об этом поговорим, возможно, позже. Это зависит от полученных ответов на поставленные вопросы. Сейчас неважно, какой детектор. Пусть он будет ЧФД с накачкой. Тогда можно считать, что R1 – это его внутреннее сопротивление. От этого суть вопросов не меняется.

Вы имеете ввиду ЧФД с накачкой? Такого нет. Но частотный детектор в PDS синтезаторе всё же используется, только устроен он по-другому. Подробно об этом в статье:
http://narod.ru/disk/33816337001/Article-2%20in%20MPD.pdf.html
Собственно данная тема и начиналась с обсуждения этой статьи.

Крутизна характеристики ФД в PDS не зависит от частот сравнения, от их повышения или снижения. Просто относительно U/2pi она в q/R ниже. Типовое значение крутизны – U/8pi, что в 2 раза ниже, чем у ЧФД с накачкой. Однако же это не будет иметь существенного отрицательного влияния на шумы, благодаря чрезвычайно низким шумам ЦАП (об этом см. ниже).

Ложные захваты исключены, благодаря наличию частотного детектора (см. ссылку на статью выше). Частотный детектор (там он называется Search Circuit) вводит систему в средину характеристики ФД, и только после этого включается петля ФАПЧ.

Говорите о ЦАП, а ссылаетесь на синтезатор. Там кроме ЦАП, ещё до него, есть много чего, способного шуметь. И характер шумов чисто «синтезаторный» - наибольшие у несущей и спадают с увеличением отстройки. А шумы собственно ЦАПов, как пример, приведены в прилагаемой таблице. Они практически равномерные в широкой полосе и, в противоположность шумам синтезаторов, увеличиваются (незначительно) с повышением частоты. Их порядок -160 dBm. Пересчитал на напряжение на 50 омах, - получилась ничтожная величина. Цифру не называю, - боюсь ошибиться. Пожалуйста, подсчитайте сами.

Сомневаюсь в корректности подсчётов (причина - см. выше).

Шумы ЦАП и так достаточно низкие. Об этом опять-таки см. выше.

Да, это верно, и это главная тема во всех моих статьях.

Всё верно. Поэтому-то я и обращаюсь к Вам с просьбой, не смогли бы Вы смоделировать PDS с учётом амплитудных и временнЫх неточностей всех разрядов ЦАП (см. предыдущее моё сообщение на форуме)? Пока что я имею программу для расчёта спектра с учётом неточности только одного разряда (см. пример на прилагаемом рисунке).