Хотел добавить насчет расчета схемы обратной связи на оптроне на 1 ножку UC2845 и TL431. Данная цепочка не содержит емкостей, а значит она является пропорциональным звеном в чистом виде. Коэф. усиления данной цепочки в основном определяется коэф. усиления микросхемы TL431. Соответственно вычисленная ошибка между опорным источником и реальным напряжением усиливается на коэф. усиления TL431. При этом оптрон работает на уровне тока, необходимого для поддержания баланса между светодиодом оптрона и фототранзистором, то есть система замкнута и уравновешена. При этом рабочая точка оптопары по входному току будет практически постоянна, так как выходное напряжение стабильно, и ток через светодиод поддерживается на таком уровне, чтобы уровновесить замкнутую систему. Ток через светодиод меняется в очень малых пределах, так со стороны 1 ножки UC2845 стоит подобие источника тока. В реальной схеме добавляется ограничивающий резистор последовательно с оптроном и TL431. Конечно этот резистор вносит статическую ошибку, так как на нем присутствует падение напряжения, которое правда учтено в делителе на выходе (средний вывод TL431). С другой стороны, при отсутствии данного резистора может выйти из строя светодиод оптрона при переходном процессе, при большом перерегулировании, так как TL431 будет пытаться через обратную связь уменьшить коэф. заполнения ШИМ-контроллера, но ШИМ-контроллер при переходном процессе может завысить коэф. заполнения относительно рабочего, что приведет к неконтролируемому росту тока через светодиод оптрона, то есть обратная связь разомкнется. С другой стороны, в предельном случае подключение 1 ножки на GND приводит к снятию импульсов, то есть при перерегулировании обратная связь попытается выключить ШИМ-контроллер, что может положительно сказаться на переходном процессе. На практике я не проводил опыты с реакцией данной схемотехники на ступенчатое изменение входного напряжения или выходного тока. Если кто проводил такой опыт, поделитесь полученными результатами. ИМХО, данная схемотехника обладает высокой стабильностью и быстродействием, так в случае резкого завышения выходного напряжения регулятором схема в пределе снимет импульсы управления, прекратив рост выходного напряжения на время переходного процесса и в случае резкого занижения выходного напряжения регулятор выдаст максимальный коэф. заполнения, что приведет к резкому росту выходного напряжения до точки стабилизации. Также не стоит забывать, что регулятор без шунтирующего конденсатора параллельно фототранзистору будет работать в ключевом режиме методом пропуска импульсов и с резким изменением коэф. заполнения от минимального значения до максимального значения. Опытным путем установлено, что стабильная работа регулятора начинается при величине этой емкости не менее 47нФ. В схеме пользователя Starichok51 стоит 100нФ. Обратной стороной установки этого конденсатора является снижение быстродействие регулятора на резкое изменение входного напряжения или тока нагрузки, то есть то, о чем выше в этом посте шла речь. Данная емкость не оказывает влияния на фазовую устойчивость схемы, так как емкость ставится параллельно к GND и не сдвигает фазу в цепи ОС.

Спасибо, хоть между словами пробелы есть.

Ну, просто диссер!

Ладно, пусть будет так. Поучимся.

ну, неужели!!!
а почему везде рисуют в коррекции TL431 конденсатор или даже RC-цепочку, и даже ставят нарисованное в схему...
кстати, об упомянутом в моей схеме конденсаторе 100 нФ. без него устойчивость системы в целом повышается, мною проверено, и тоже опытным путем.

Максим, вот здесь Вы и сталкиваетесь с высоким коэффициентом усиления системы, что не позволяет вести непрерывное управление Кзап. и система всё время находится в переходных процессах, точнее в борьбе с ними. Например PI борется с этим "насыпая" по выходу как можно больше электролитов чтобы уменьшить амплитуду переходных процессов на выходе и "затолкать" систему в непрерывный режим. Посмотрите, частота среза фильтров их решений находится часто ниже 50 Гц, и это при частоте преобразования 130кГц. Расточительно, и объёмно, ИМХО.

Интересное кино! Ёмкость есть, "быстродействие регулятора снижается", а фаза не сдвигается. Это каким же динамическим дипазоном по току должен обладать оптрон (и не только он) что бы было так, как Вы пишете? Интересно посмотреть реакцию на сброс/наброс нагрузки в таком источнике. Наверное больше 10%? Ну если не насыпать уйму электролитов на выход, конечно.

Да, есть такое на некоторых партиях.
Даже в техподдержку писал.
Вот здесь:
http://www.powerint.com/en/forum/low-power...ture-protection
Говорят что подделка.

Спасибо! Я почему то так и подумал. Только в партии TOP249R не все плохие, а только часть (из сотни 10-15), но их же потом выпаивать надо, раньше проверки изделия никак не узнаешь.

У нас так же. Но пока забили тревогу по возврату, вся партия уже "рассосалась".

Пользователь Starichok51, да, честно сказать я забыл про емкость 0,1 мкФ между выводами C и R микросхемы TL431. В принципе, если не требуется большой точности стабилизации, ставится стабилитрон вместо TL431, но в этом случае коэф. усиления намного ниже и не требуется установка этого самого конденсатора параллельно стабилитрону.

Хотел бы уточнить, что при работе ШИМ-контроллера с внутренним усилителем ошибки, то есть по классике на 2 ножке 2,5В с корректирующей цепочкой в виде параллельно включенных R и C, регулятор настроить очень тяжело. С одной стороны хорошо, что обратная связь содержит пропорционально-интегрирующее звено, это увеличивает быстродействие регулятора и минимизирует переходные процессы, с другой стороны, могу сказать точно, на практике рассчитать и подобрать приемлемый резистор и конденсатор корректирующей цепочки трудно, если настраиваешь по перерегулированию, ухудшается точность стабилизации напряжения. В частности, регулятор с корректирующей цепочкой склонен к тому, что от цикла к циклу коэф. заполнения "плавает" на 2-3%, на осциллографе это четко видно, что регулятор "шалит", и попытки поменять и оптимизировать корректирующую цепочку только ухудшает работу регулятора, это при том, что Uвх.=const и Iвых.=const. В практических применениях нужно настраивать регулятор все-таки в установившемся режиме, таким образом, чтобы регулятор не сбивал сам себя, в конечном счете требуется минимум помех и максимум стабилизации. А отрабатывание регулятора на резкое изменение входного напряжения вообще бессмысленно, с чего вдруг реальный источник напряжения снизит резко напряжение? Если только в теории или искусственно. Вторым дестабилизирующем фактором может являться быстро изменяющаяся нагрузка, но если КПД источника достаточно высок, то изменение коэф. заполнения при Uвх.=const и изменении тока нагрузки от 10% до 100% вызовет изменение коэф. заполнения максимум на 2-3%. Установка 2-3 электролитов на выходе сгладит это резкое изменение нагрузки и регулятор увеличит коэф. заполнения без перерегулирования. А вот если выкинуть эту корректирующую цепочку и поставить оптрон между 1 ножкой и GND, регулятор работает очень стабильно. От цикла к циклу стабильный коэф. заполнения, никакого "плавания" коэф. заполнения, точность поддержания выходного напряжения очень высокая. А при переходных процессах, повторюсь, резкое изменение входного напряжения на практике быть не может, а при резком изменении тока нагрузки регулятор плавно отработает и изменит коэф. заполнения за несколько рабочих тактов благодаря электролитам на выходе и шунтирующему конденсатору между выводами TL431 (0,1 мкФ).

Если Вы посмотрите на рисуночек 18 на 26-й странице DataSheet TL431, то увидите, что поставить 0,1 на тээльку - попасть аккурат в середину области потенциально нестабильной работы опорника (точнее, ее самовозбуждения).. Приведенная схема прекрасно работает как есть, это уже классика А пара операционников и тээлька в таком включении - даже отдельным чипаком делается, NCS1002 - считаю, весьма удачный и бюджетный чипак получился... Только сегодня модно уже светодиодные драйвера строить не на юсишке, а по схеме Single-stage PFC с работой трансформатора в режиме Critical Conduction Mode

В даташите я нигде не нашел подключения конденсатора между выводами C и R TL431. И на том рисунке, как я понял, речь идет о конденсаторе между С и А. Может я чего-то не увидел?

У них там конденсатор CL (слева изображен). Наш случай - кривая А, т.е. тээлька включена как стабилитрон (получается всего две ноги, и вариантов нет как их не обзывай. C и R - Catode&Reference, в данной схеме один чорт что между ними подключать, что между Catode&Anode). Гарантированно стабильные области - слева и справа от кривых А, а внутри этой области тээлька может и загенерить.

Да 0.1мкФ между катодом и управлением в 431 это уже как отченаш в схеме ОС. В более продвинутых вариантах источников там два звена для коррекции АЧХ. Малая емкость напрямую и большая последовательно с резистором.
Тогда получаем улучшенную реакцию на сброс нагрузки , но нет подрабатывания на ВЧ. АЧХ имеет два излома, а не монотонно убывающее усиление уже с 50Гц.

А почему в документации разработчиков нет этого? Только в figure18 от TI (частный случай применения), там на порядок меньше... Забыли или не знали? Тоже ставлю.

Сообщение отредактировал p210 - Aug 2 2013, 19:39