Ну зачем же так сворачивать? При такой "свёртке" мы не сможем корректно оценить токи через внутренние цепи согласования.

И в чём же заключаются проблемы с КПД? КПД стока ниже, чем заявлено производителем? Какой КПД стока требуется получить? Входное смещение постоянное или импульсное?

Интересно как Вы можете физически обосновать почему на 32 В у Вас не получается требуемый КПД? Что этому мешает?

Ошибаетесь. Паразитные элементы даже внутри корпуса транзистора или внутри транзисторного кристалла - это и есть обратные связи. Я уже молчу про ошибки в конструкции усилителя/транзистора. Наличие паразитных ОС нельзя исключать.

У всех транзисторов ёмкость меняется и от напряжения (тока), и от частоты по вполне известному закону. И какая бы не была нелинейная ёмкость в отсутствии самовозбуждения она не может стать причиной возникновения гармоники на f/2. Это в принципе нарушение самого принципа разложение в ряд Фурье. А то что Вы описываете, что для этого нужен резонансный контур на f/2, то это как раз результат ошибки проектирования усилителя/транзистора в отношении устойчивости к самовозбуждению.

Сообщение отредактировал MePavel - Jun 15 2014, 11:26

На входе использован последовательный контур с конденсатором 90 пф. На выходе использован параллельный контур с конденсатором 150 пФ. Резонансы у контуров выбраны в середине рабочей полосы на 2,9 ГГц.
При меньшем напряжении питания, выходная емкость вырастет, следовательно резонансные частоты уменьшутся. Получается нежелательное перераспределение токов можно убрать просто переварив проволки которые учавствуют в резонансных контурах и установить там нужные частоты? Мощность упадет - ну и ладно, зато КПД вырастет.
Как я понимаю основная проблема здесь - генерация или вероятность неустойчивой работы. В корпусах зарубежных транзисторов я встречал сопротивления номиналом 1 кОм, висящий между землей и затвором транзистора. А так же нагромождение конденсаторов в цепях питания. Неужели это все подбирается экспериментальным путем?


С даташитами все сходится. Но нам надо сделать больший КПД, чем у них заявлено при номинальном режиме. КПД надо получить 45%, у них - 38%. Входное смещение постоянное, а мощность на входе подается в импульсе.


Хороший вопрос, наверное мощность рассеяния растет быстрее, чем выходная мощность при повышении Uс.пит. Вы сами писали, что существует оптимальное напряжение питания с точки зрения КПД.

Сообщение отредактировал Stefan1 - Jun 17 2014, 06:56

Вот это надо было учесть в эквивалентной схеме.

Интересно как Вы это оценили?

Как вариант может быть и так. Существует ещё одна проблема. При снижении напряжения питания уменьшиться активная составляющая оптимального импеданса нагрузки, в то время как его реактивная емкостная составляющая может даже увеличиться. Следовательно, в широком диапазоне частот согласование будет менее близким к оптимальному. Хотя для диапазона 2,7 – 3,1 ГГц при Pl = 30 Вт и Vds = 32 В это не самая острая проблема.


Почему Вы так уверены что КПД вырастет?

Так почему же рассеиваемая мощность растет быстрее, чем выходная при повышении напряжения питания? Физическая суть?!
P.S. Ответ в Вами же приведёной эквивалентной схеме.
Кстати тоже будет происходить и при снижении питания.

Когда Вы видите на Вашей «субгармонике» f/2 самовозбуждение – это уже никакая не вероятность, а просто неустойчивая работа. Является результатом либо не полноты исследования устойчивости, либо вообще отсутствием проведения таких исследований.

Этот резистор к устойчивости не имеет никакого отношения. Вероятно, просто для удобства построения цепей смещения. Возможно, этот резистор имеет нужный температурный коэффициент сопротивления для поддержания более стабильного тока смещения стока. Это всё фишки Integra. В т.ч. и включение подстроечного резистора на плате усилителя по схеме реостата, а не потенциометра. При таком включении, кстати, плавающее контактное сопротивление движка подстрочного резистора может быть причиной нестабильного смещения.

Конечно всё можно делать по методу проб и ошибок. Но что касается устойчивости, то уже много лет как существует теория (начиная с критерия устойчивости Найквиста и заканчивая более сложными методами оценки устойчивости).

Вы всё пишите про какой-то КПД. Может Вы имеете в виду КПД стока (Drain Efficiency - DE)? Но ведь КПД стока зависит от выходной мощности. На какой мощности необходимо оценивать DE?
Кроме того, интересно по какой формуле вычисляется DE? Насколько я понимаю, Вы измеряете средний потребляемый ток в стоковой цепи Ic.ср?

Измерил на VNA.


Есть такие данные по другим транзисторам. Но в этом надо убедиться экспериментально, причем настройку внешних плат можно не менять, чтобы перейти в режим с большей раскачкой по напряжению сток-исток и меньшим током стока.


В первом приближении напряжение питания растет, активная нагрузка смещается в неоптимальный режим с меньшей раскачкой напряжения сток-исток и большим током стока (судя по ВАХам). Следовательно выходная мощность падает, а рассеиваемая мощность растет. А при меньшем напряжении питания ток стока при той же самой нагрузке будет меньше, но и Рвых будет меньше, поэтому КПД стока может и вырасти.


Насколько я понимаю, моделирование и измерения, связанные с расчетом мощного СВЧ транзистора имеют свои ограничения, и до конца совпадения с экспериментом не достичь. Но вот недавно появились Х параметры, может они дадут на это ответы.


Да, именно КПД стока. На уровне в 30 Вт.


КПД стока = Рвых/(Uси*Ic.пост). Измеряю постоянный ток стока Ic.пост.

Сообщение отредактировал Stefan1 - Jun 19 2014, 08:57

Если не секрет, MePavel, а как Вы рассчитываете транзистор, например для получения оптимального входного и выходного импедансов на большом сигнале: измеряете тестовые платы с настроенными внешними цепями или используете нелинейную модель?

Сообщение отредактировал Stefan1 - Jun 20 2014, 08:27

Оценка резонансных частот проводилась по S-параметрам, измеренных на большом сигнале? Тогда что являлось критерием резонансной частоты?

Разумеется для транзисторов, работающих на частотах, где ток через выходную емкость транзисторного кристалла меньше тока, протекающего через нагрузку, Ваши предположения верны.

А что мешает использовать не "ту же самую" нагрузку при изменении напряжения питания? Так то в первом приближении Ваши рассуждения для идеального транзистора без паразитных емкостей имеют место. Потому на относительно низких частотах Вами описанную тенденцию можно отчетливо наблюдать, но 3 ГГц для LDMOS-кристаллов Integra далеко не низкая частота.

X-параметры, строго говоря, вообще не были призваны давать ответы на вопросы исследования устойчивости. В практическом отношении лучше подойдут обычные S-параметры, поскольку из-за высокой трудоемкости измерений X-параметры определяются для достаточного скудного количества частот и других условий работы устройства. В X-параметрах больше делается ставка на точное воспроизведение нелинейных искажений (частотного спектра модулированного сигнала) в зависимости от частоты, входной мощности и импеданса нагрузки. Сопутствующим бонусом к этому является информация о КПД.
Поэтому на практике Х-параметры описывают поведение устройства, работающего в более ли менее оптимальных режимах. В Вашем же случае нелинейные искажения мало интересуют, а режимы работы транзистора Вы хотите выбрать далекими от оптимальных. И ещё при этом хотите получить более высокий КПД при выходной мощности, соответствующей оптимальному режиму. Х-параметры тут явно не помогут.
А что касается совпадения с экспериментом, то современные компактные нелинейные модели, на мой взгляд, дают впечатляющее совпадение. Некоторое рассмотрение этого было в этой теме
Да и с другой стороны нет большого смысла делать такие модели, точность которых в несколько раз превосходит технологический разброс параметров (характеристик) устройства. Поэтому считаю, что совпадение моделирования с экспериментом сейчас на хорошем уровне.

Насколько я понял Pвых и Ic.пост - средние значения. Тогда формула КПД стока, вообще говоря, неверна для импульсного режима. Должен учитываться тока смещения (покоя) стока и скважность импульсов.


Рассчитываем, скорее используя линейную модель (над нелинейной пока ведутся работы). Причём критерием расчета обычно является получение заданного рабочего диапазона частот при максимально удобных оптимальных импедансов источника и нагрузки. Обязательно учитывается распределение токов на внутренних элементах транзистора и элементах согласующих цепей.
Реальные оптимальные импедансы в конечном счёте измеряем чаще при помощи универсальной тестовой оснастки и тюнеров импеданса или с помощью специальных "тестовых плат", как Вы написали. Тут ничего необычного.

Нет, по измерениям КСВ на малом сигнале при подаче рабочего напряжения сток-исток.


Тогда надо поменять настройку и настроиться на максимум КПД. Таким образом скомпенсируем потери в выходной емкости при неоптимальной активной нагрузке (с меньшим током стока).


Т.е. Х параметры дают полную информацию о транзисторе, но в определенных условиях и на определенной частоте и спрогнозировать поведение транзистора на других частотах по этим измерениям - нельзя?


Учитывается: Ic.пост=(Iизмер-Iпок)*Q+Iпок.


Сравнение с экспериментом делаете по резонансным частотам на малом сигнале?

Сообщение отредактировал Stefan1 - Jun 23 2014, 09:23

Тогда непонятно на какой импеданс нагружен неподключенный к VNA вывод транзистора? Насколько я понял при этих измерениях Uзи = 0?

Предположим у Вас получится настроиться на максимум КПД. Только скомпенсировать тепловые потери в выходной емкости транзисторного кристалла в принципе нельзя. Для этого надо менять не настройку, а транзисторный кристалл. По опыту измерений, максимальный выигрыш в КПД стока для данного типа кристаллов в сравнении с настройкой на максимум заданной выходной мощности будет порядка 1 %. Получить 45% КПД стока (не учитывая запас на погрешность измерения, технологический разброс), когда максимум, что получилось – это 38 %, вряд ли удастся. Финты с сильным снижением напряжения питания тем более не помогут. Допускаю, что при достаточном запасе по выходной мощности имеет смысл снизить напряжение питания с 32 до 28 В, но не более.

Если частотных точек снято много, то интерполяция на промежуточных частотах может волне адекватно сработать в случае X-параметров, точно так же как и для S-параметров. Речь шла о том, что прогнозировать надо поведение не только на разных частотах, но и в разных режимах по постоянному току, уровнях входной (выходной) мощности, импедансах нагрузки и т.д. Как видите, слишком много разных вариаций режимов работы транзистора при измерении X-параметров и, следовательно, очень высока трудоемкость измерений. Поэтому X-параметры выгодно снимать только при небольшом уходе от оптимальных условий и в рабочем диапазоне частот.
А за пределами диапазона режимов измерения X-параметры, можно сказать, не работают.


Теперь формула верна.


Это делается скорее не для сравнения с экспериментом, а для быстрой оценки соответствия образцового (эталонного) транзистора транзистору из небольшой партии опробования, чтобы проконтролировать точность и стабильность технологических процессов производства.

На 50 Ом. Либо второй вывод транзистора также подключается к другому порту VNA и смотрим КСВ со стороны второго порта. Да, Uзи = 0.

А не пробовали ли Вы считать транзистор с помощью программ электромагнитного анализа, например CST? Т.е. измеряем на VNA (или считаем) оптимально настроенные внешние согласующие платы, далее делаем электромагнитный анализ корпуса транзистора и всех внутренних цепей согласования, стыкуем все это и получаем импеданс кристалла на большом сигнале.

Сообщение отредактировал Stefan1 - Jun 26 2014, 05:58

Если настроить внутренние согласующие цепи по минимуму КСВ в центре рабочего диапазона частот (как Вы описываете), то в номинальном рабочем режиме транзистора эта настройка не будет являться оптимальной. Настраивать лучше на большом сигнале.

Так делать не пробовали, потому что результат будет иметь слишком большую погрешность (точно воспроизвести элементы согласующих цепей очень трудно. Это же всё-таки не полосковая структура.).
А если делать как Вы хотите, то тогда логичнее и транзисторный кристалл моделировать в электромагнитном симуляторе.

Мы внутренние цепи не настраиваем по минимуму КСВ, а просто выбираем резонансные частоты для того, чтобы емкости кристалла были лучше отстроены в полосе частот (выход), либо обеспечивали необходимую трансформацию (вход).


Кристалл сложно так моделировать, т.к. надо учитывать обратные связи и нелинейный характер емкостей, а в идеале рисовать всю его структуру.

Тогда что есть резонансная частота на частотной зависимости КСВ?

Да, Вы правы, я не так понял предыдущую фразу.
А как можно на большом сигнале настраивать внутренние согласующие цепи? Мы на большом сигнале настраиваем только внешние платы. Вы имеете ввиду настройку на большом сигнале внешних согласующих плат для различных вариантов сборки внутренних цепей согласования?

Сообщение отредактировал Stefan1 - Jun 27 2014, 06:11

Сложно, но можно.

В самом трудоемком варианте именно это имею ввиду. Но можно пользоваться какими-либо трансформаторами сопротивлений для настройки на оптимум, а потом с помощью VNA измерять получивший оптимальный импеданс нагрузки/источника. И идеале удобнее всего пользоваться прекалиброванными автоматическими тюнерами импеданса. Так же существуют очень эффективные методы активной нагрузки.

Сообщение отредактировал MePavel - Jun 27 2014, 07:57

Вы сталкивались с зарубежными работами на данную тему? Мне почему то не попадались такие статьи, обычно кристалл представляют в виде диэлектрического блока и все.


Вы имеете ввиду load pull анализ? В цепях от транзистора до трансформатора обычно есть потери (может это особенности нашей оснастки), и у нас нет автоматических тюнеров импеданса. А что за методы активной нагрузки?

Сообщение отредактировал Stefan1 - Jun 27 2014, 08:23