Вы типа самый умный здесь?
А индуктивность проводников, которыми будете припаиваться к шинам питания как учитывать и компенсировать собираетесь? Это не коаксиальный тракт.

Уважаемая Olesia, большое спасибо за информацию. Но совсем непонятно откуда взяты эти зависимости и при каких условиях они получены. Вполне может быть, что эти зависимости могут качественно характеризовать какой-либо частный случай.
P.S. Математическая безграмотность с записью относительной погрешности как dx /|X| бросается в глаза и не более. Интересно откуда взят этот рисунок.

Спасибо. Надеюсь Вы теперь осознали, что нормализация - это, мягко говоря, сильно урезанная форма калибровки. Нормализацию выполняют обычно после проведения ранее полноценной калибровки, с целью быстрого и экономного устранения небольшого временного/температурного дрейфа параметров VNA, чтобы не тратить время и ресурс соединителей на повторную калибровку.
В нашем случае речь шла прецизионных измерениях и о нестандартных принципах калибровки измерительной оснастки, а Вы зачем-то вспомнили нормализацию. Тут для начала бы полноценную калибровку-коррекцию провести, а уж потом рассуждать об ускоренных алгоритмах нормализации.

С этими формулами ТС изначально и работал, наверное. Здесь вопросов нет. Только это совсем не то, о чём я Вас спрашивал. Напомню, речь шла о математическом определении S-параметров "искажающего адаптера" (ИА), необходимых для полноценного исключения измерительной оснастки в случае Ваших рисунков 1 и 2. Вы писали, что метода SOL явно недостаточно, что необходима нормализация КП (причём непонятно какого именно КП) - это я про рисунки 2 и 3.
P.S. Прочитал ТО на VNA S5048. Там указывается, что есть вот такая полезная возможность

Так что пользоваться Excel для пост-обработки измеренных данных необязательно.

Признаться честно, мне не очень понятен Ваш интерес к этой теме, а точнее к измерениям импеданса, через коэффициент передачи, когда Вы тут же пишите что

Отсюда напрашивается вывод, что вы работаете на частотах далеко за 100 МГц, а там уже в 5-10 см отрезка коаксиального кабеля (именуемого «щупом») может уложиться нечётное число четвертьволновых длин. И измеряемый импеданс близкий к КЗ, трансформируется в импеданс близкий ХХ (и наоборот). В итоге получится, что схемы на рисунке 2 и 3 окажутся неработоспособны, надеюсь, сами понимаете почему. А вот схема с рисунка 1 будет отлично работать.



Там ещё и другая проблема возникает. Непонятно относительно какой "земли" надо измерять импеданс этой шины питания. От той, которая ближе всего к шине питания и к которой удобнее подключиться, или что-то ещё? Если от таких подключений смысл измерений не теряется, то можно измерять резонансы и ESR в керамических чип-конденсаторах.
Ещё один вопрос. Импеданс шины питания должен измеряться с подключенной к ней реальной нагрузкой или без неё? Если измерить без нагрузки, то получим чистый выходной импеданс шины питания. Информация получается явно неполная. Нужно тогда ещё измерять импеданс нагрузки, которая подключается к этой шине питания, чтобы оценить возможность нежелательных паразитных резонансов и т.п. Наличие какой-либо резонансной частоты на частотной зависимости чистого выходного импеданса шины питания ещё не означает, что реальная нагрузка будет резонировать на этой частоте (если будет вообще резонировать).

Это не так. Здесь есть принципиальная ошибка. При полноценной калибровке определяются все параметры искажающего адаптера. При нормализации - лишь некоторые. Делать последовательно калибровку, а потом нормализацию, бессмысленно. Корректирующие коэффициенты по калибровке перезатрутся в приборе коэффициентами, полученными при нормализации. Погрешность измерений увеличится.
Быстрое и экономное устранение небольшого временного/температурного дрейфа параметров VNA (без затрат времени и ресурса соединителей на повторную калибровку) делается не так. Существуют Inctrument Correction Module и Fixture Correction Module. http://www.atesystems.com/solutions.html

В нашем случае, действительно, речь шла прецизионных измерениях и о нестандартных способах калибровки измерительной оснастки. Нормализация может помочь, если откалиброваться не получится. Ведь для КП нормализация - "Возможность модификации графика данных путем осуществления математической операции между графиком данных и памятью. Математические операции включают: сложение, вычитание, умножение, деление комплексных чисел."

TC пробует работать по почти-схеме 2. Для полноценного исключения оснастки нужно провести калибровку в оснастке. Но так не получается. Поэтому ищем способы иного исключения оснастки. Такие как описание щупа файлом S-параметров и последующего его исключения деэмбедингом. Но при деэмбединге исключается двухпортовая цепь. А в щупе я не вижу землю. Куда она идет - не ясно. Можно ли разорвать коаксиал и подцепить его к элементу двумя такими щупами? Тогда, соединив щупы без элемента, можно сделать нормализацию по КП и выделить DUT.

О чём идет речь. Поэтмоу считаю, что делать нормализацию, когда требуются точные измерения импеданса совершенно бессмыслено. Специально прикрепил два рисунка.



На первом показан результат холостого хода микрановского кабеля длиной 1 м после полноценной калибровки. А на втором, после нормализации на КЗ из калкита. Видно, что Short-нормализация по КО исключила только ошибку трекинга отражения (reflection tracking error), но ошибка рассогласования и направленности неисключена (directivity & mismatch errors).
Кстати в меню данного VNA даже нельзя поменять тип рефлективной нагрузки, по которой производится нормализация. Только Short. Поэтому такая нормализации совсем не годится для измерения КО, развёрнутых на 180 относительно КО калибровочной меры Short.

Действительно так и есть. Стандартная нормализация в VNA полностью затирает предыдущую калибровку.

Спасибо большое, про эти инструменты давно наслышан. Но пока ещё не придумали ничего точнее ручной калибровки. Автокалибраторы судя по даташитам дают плохую точность, по сравнению c обычными калкитами.

Разумеется что стандартной функции калибровки такого типа оснасток нет в VNA. Пока только поэтому и не получается.

Думаю, что это самый простой с точки зрения понимания, но очень неточный способ исключения оснастки. Тем более алгоритм всё равно нестандартный для VNA. Придется описывать формулами.

Как не видеть землю, если щуп - это просто отрезок коаксиального кабеля? Земля в месте контакта к оплётке на конце кабеля.

Работаем вроде по схеме 2, а Вы, кажется ведёте речь о 3-й схеме. Там действительно земли нет у измеряемого устройства.
Я предлагаю полностью и точно охарактеризовать всю оснастку вместе с щупом просто тремя измерениями на Open-Short-Load не затрагивая понятий нормализации вообще.

Спрошу немного в отступлении от темы:

Почему?
ECAL вроде может большее количество точек использовать при калибровке в отличии от трёх механических Open/Short/Load. То есть проходит не только на активных областях, но и на реактивностях.

На фото, как я вижу, контакта к оплетке нет - она висит в воздухе.
Предлагаю так: Сделать два одинаковых по длине щупа. Один пустить от первого порта, а второй от второго. Центры обоих щупов соединить и соединить с "первым концом DUT", оплетки соединить и соединить со "вторым концом DUT". Для учета оснастки убрать DUT (оставив соединенные центры и оплетки соответственно) и сделать нормализацию по КП.

Той схеме, которая на фото, калибровка по щупу тремя нагрузками не поможет - такое мое мнение. TC может попробовать все предложенные варианты



Уважаемый MePavel, я не знаю какие даташиты Вы видели, однако калибровка автоматическим калибратором имеет массу преимуществ перед калибровкой ручками. 1 - устраняется ошибка оператора. 2 - все нагрузки калибратора всегда описаны таблично, что повышает точность калибровка ВАЦа на порядок по сравнению с калибровкой механическим набором, описанным полиномом (коэффициентами C и L и одной цифрой для нагрузки 50 Ом).
У меня есть файлик по приборам и наборам из даташитов. Посмотрите.

А ссылочка, которую скидывала - не просто автоматические калибраторы. Это интереснее. Это дополнительные модули, которые не являются калибраторами и устанавливаются на кабель для корректировки его и его соединителей временнОй нестабильности.

Контакт к оплетке есть. Оплетку припаиваю к "земле" DUTа, центральную жилу, соответственно, куда надо. И я уже понял, что лучше использовать два коаксиальных "щупа", их можно легко учесть.

У меня еще один вопрос появился. Снял с помощью Планар S5048 характеристику s21 моего ПАВ-фильтра (ПАВ включен series-through, аккуратненько), сохранил в файл s2p, и в SPICE симуляторе Microcap создал двухпортовый объект, описываемый соответствующим файлом.


Разница в 6 дб. Глупый вопрос: почему так получилось? Кто виноват, и что делать?

Легко было на бумаге.. Прикиньте паразитное реактивное сопротивление Xl и соотнесите его с "измеряемым" импедансом.

PS Напряжение упало в 2 раза. Виноват образовавшийся делитель, R18 уберите.

Совет дня!

Electrovoicer, покажете потом фотки и скрины?


То есть?

ТО ЕСТЬ? Так вы ж этим банально рассогласуете тракт.

"Механические" тоже умеют так. Например, 05K150-G300 sliding load, Sliding Terminations, Sliding Short Circuits.


Потому что предполагается этот свободный контакт припаивать к общей шине исследуемой платы.

Это самый простой и работающий вариант. И подходит с удовлетворительной точностью только для измерения низкого импеданса (|Z| существенно меньше 50 Ом).

Совершенно непонятно, почему Вы так считаете.

Уважаемая Olesia. Всё по порядку. Посмотрите в даташит на Agilent PNA-X N524x. Там приводятся метрологические характеристики после калибровки VNA ручным 85052B Calibration Kit и N4433A 4-Port Electronic Calibration Module. Посмотрите на Reflection Tracking 0,003 против 0,060 по амплитуде и 0,020 гр. против 0,396 гр. по фазе для ручной и автоматической калибровки. Провал в точности измерений импеданса будет существенным в случае использования такой автоматической калибровки.
По поводу "1": вообще не аргумент. Что касается "2", то это скорее недостаток. Дело в том, что стандартный софт многих VNA не поддерживает описание калибровочных мер через табличные S-параметры. Обычная ручная калибровочная мера сделана довольно точно и хорошо описывается моделью линии задержки и RLC-контура, каждый из элементов которого интерполирован полиномом 3-го порядка по частоте. Автоматические калибровочные модули, насколько я понимаю, в своём составе имеют электромеханические переключатели, которые нельзя описать в виде идеальной линии задержки (уж слишком велика их неидеальность). Кроме того, воспроизводимость электрических параметров этих переключателей не самая лучшая, поэтому и низкая заявленная точность калибровки.
P.S. Пользуюсь ручным калкитом R&S ZV-Z270. Там все меры описаны табличными S-параметрами (а не как Вы написали). Так-то всё хорошо, только с другим VNA этот калкит не получается использовать.


Спасибо большое. Посмотрел. У Вас есть файлик, а у меня такого нет. Просто мне вообще непонятно происхождение таких «файликов». Я привык работать с информацией из официальных источников.


Я понял, только смысл один и тот же – электромеханические переключатели. Как следствие низкая исходная точность и стабильность калибровочных стандартов. Моё мнение, хороший калибровочный набор должен иметь возможность выполнения прецизионной калибровки без S-параметров, чтобы потом с помощью него можно было снимать S-параметры калибровочных мер более низкого класса точности. Или откуда как Вы думаете получаются S-параметры калибровочных мер?


Потому что ошибка в формуле. Должно быть DB( v(R17)/v(1M,1P) ). Или убрать резиcтор R18.

Ошибка в формуле, хорошо, согласен. Допустим. Однако Вы, Павел, повторили совет virtual9900 по поводу убрать R18. Но ведь это в корне не верно и влияет на результаты моделирования. Происходит рассогласование, что хорошо видно...
Возможно, у меня есть некий пробел в знаниях, и я пытаюсь его нащупать, так помогите же мне, MePavel, это сделать
Переформулирую вопрос другими словами. Вот я с помощью VNA снял характеристику s21 некого двухпортового устройства. Засовываю эту s-характеристику в SPICE, причем сознательно повторяю схему опыта, т.е. источник сигнала у меня с выходным импедансом 50 Ом, и у приемника входной импеданс также 50 Ом. То же самое и в моей схеме опыта - оба порта VNA - передающий и приемный, в моем случае, имеют импеданс 50 Ом.
Так вот, вопрос заключается в том, в каком именно месте эти 6дб потеряны - в методике измерения, в ошибке при сохранении s21 характеристики, в SPICE-симуляторе, или в моей голове? И как мне, при моделировании, вставляя этот характеризованный объект в куда более сложную SPICE-схему, где, более того, не гарантированы порты 50 Ом с каждой стороны, не забывать про эти 6 дб, при этом получая правдободобные результаты?

Как видите, наоборот верно влияет. Я бы рекомендовал ознакомиться с фундаментальным определением S-параметров. Могу порекомендовать самую простую книгу для понимания, например: "Фуско В. СВЧ цепи. Анализ и автоматизированное проектирование". Суть в том, что S21 численно равен коэффициенту передачи по напряжению (току) при условии, что импеданс двух портов при измерении S21 был одинаковый (импеданс VNA с учётом коррекции искажающих адаптеров в нашем случае cоставляет 50 Ом) и отраженная волна от второго порта (порта нагрузки) равна 0 (a2=0, см. страницу 199). Следовательно, чтобы правильно "измерить" S21 в SPICE-симуляторе, необходимо и достаточно подключение только лишь идеальной согласованной нагрузки 50 Ом (просто резистор) (в этом случае реализуется условие a2=0, т.е. отсутствие отраженной волны от нагрузки или другими словами идеальное согласование). Выходной импеданс источника никак не может влиять на коэффициент передачи по напряжению между портами исследуемого четырехполюсника, поскольку находится вне исследуемой схемы: "черный ящик S-parametrs" - "согласованная нагрузка".

В MicroCap хорошо видно, что вы измеряете не коэффициент передачи по напряжению, а просто выходное напряжение схемы, при условии, что AC-амплитуда равна 1 Вольту. Коль уж Вы хотите проводить измерения S21 в режиме согласованного источника, то будьте добры AC-амплитуду увеличить до 2 В, так образуется делитель напряжения на 2 (50 + 50 Ом). Или же как я предлагал в предыдущем посте записать формулу для вычисления именно коэффициента передачи по напряжению (разумеется соответствующие узлы в схеме надо подписать).

При использовании схемного элемента с табличными S-параметрами в SPICE-симуляторе вам не нужно ничего "не забывать". Дело в том, что в файле S-параметров указано волновое сопротивление тракта, т.е. 50 Ом и SPICE-симулятор всё идеально точно будет рассчитывать. Точно так же, как если бы Вы работали в реальной схеме. Основные неточности связаны с интерполяцией и экстраполяцией табличных данных S-параметров на частоты, на которых эти S-параметры не измерялись. Например, Вы измерили S-параметры устройства в диапазоне Fнижн - Fверх и потом пытаетесь провести частотный анализ в какой-нибудь другой частотной области. Или ещё хуже анализ переходных процессов, с временами намного больших/меньших периода колебаний Fнижн/Fверх. В этом случае результат может быть совсем неправодоподобным.

Спасибо большое за разъяснения, надеюсь, дальше в правильном направлении буду двигаться.