Stefan1, serega_sh____, there is a record of a very nice webinar which nicely shows how to characterize matching circuits of PAs.
It is available for download here: http://www.microwavejournal.com/Webinar_17sep14 (you might need to register)
I would highly recommend to watch it. That would answer many of your questions.

Спасибо за ссылку!

Мне кажется это только визуализация данных. А измерение проводилось на стандартной измериловке.

Добрался я таки до фотографий. Вот, то что я смог найти по этой теме.

Так в последенем аттаче как раз 10 омные фихтюры и показаны. И кит для их калибровки. Мне просто рассказывали, что была и версия с интегрированным направленником.

Это кто как смотрит на этот последний файл.
Лично я вижу так.
1. Слайд 6 - обычные стандартные, 50-омные подключайки.
2. Очень интересен слайд 13 - показана конструкция
3. Слайд 18 - это уже макетирование, на этой штуке.
4. Слайд 19 - вот и измерение наших СЦ. Измеряется без заморочек с трансформаторами сопротивлений. точно так как сделал т.с.

В Transistor_Test_Fixtures.pdf действительно описан обмер трансформатора обычной 50 омной линией.
Вот только в Maury_4T_005.pdf упомниается интесная штука "1 Thru and Reflect standards built into fixture, external Line standard provided." Т.е калибровка идет с использованием трансформатора на низком сопротивлении.
По поводу интегрированного направленника- ищется что то типа как в аттаче. Напаянный снизу на подложку микрополоска коаксиал со щелью. Щель-сложной формы, за счет чего достигается широкополосность направленника.

Документация говорит, что возможно -  PNAHelp9_42.pdf ( 738.07 килобайт ) Кол-во скачиваний: 1098



Если просто произвести нормализацию по закоротке, то на 3 ГГц неидеальность закоротки может дать некоторую систематическую погрешность, а ошибка направленности даст большую погрешность при измерении средних и больших импедансов. Кроме закоротки можно использовать просто холостой ход. Если передающая линия близка к 50-омной, то это сработает.

Уважаемая Olesia, много ли Вы видели калибровочных наборов SOLT для микрополосковых линий? Представляете, какой должен быть спектр охарактеризованных калибровочных мер под разные ширины микрополоска и толщины плат?

Вообще и для однопортовых, и для двух портовых измерений на микрополосковых линиях используют TRL-калибровку (на частотах выше 500 МГц особенно актуально, хотя всё зависит от длины Delаy Line).
См. фото двух оснасток.



Левая и правая половинка представляют собой широкополосные трансформаторы импеданса (0,8 – 18 ГГц), с одной стороны они имеют коаксиальный 50-омный разъём, с другой стороны оканчиваются микрополосковым выводом. Между этими половинками находится линия задержки (Delay Line) с известным волновым сопротивлением 12,5 Ом – это и есть одна единственная калибровочная мера в случае TRL калибровки. Причём в данном случае не важно знать её точную длину и потери. Главное, чтобы длина Delay Line удовлетворяла соотношению λ/12 < l < λ/2 и было известно её волновое сопротивление.
Для создания модели оснастки (или калибровки VNA) достаточно сделать 4 замера: по одному замеру каждой половинки на холостой ход (что более просто и довольно точно) или на закоротку (что несколько сложнее и менее точно), один замер с Delay Line и ещё Thru (две половинки соединяются вместе).

На мой взгляд, достаточно дорогостоящая процедура изготовления такого типа калибровочных мер. Самое сложное – это изготовление согласованной нагрузки, например, на номинал 12,5 и под нужную ширину вывода (толщину диэлектрика). Если такое попытаться замоделировать, то тогда вообще смысл теряется в реальной калибровке оснастки. Проще тогда всю плату ТС замоделировать и, таким образом, узнать искомый импеданс.

Насколько я понимаю ширина вывода транзистора и ширина 50-омного микрополоска сильно отличаются. Из-за этого обстоятельства прямое измерение достаточно низкого импеданса 2-j4 на 3 ГГц даст существенную ошибку. Ширина вывода транзистора где-то 6 мм, а 50-омный полосок имеет ширину 1,5-2 мм, рискну предположить, что вместо 2-j4 Вы получите результат примерно (1.9..2)-j(0..2). Т.е. емкостная составляющая будет занижена.

Тогда уж не лучше ли провести однопортовую калибровку по методу SOL той части оснастки, что изображена слева? Тогда Вам понадобится всего-то закоротка, холостой ход сам получится, а в качестве LOAD лучше изготовить такую же вторую половинку и накрутить на неё коаксиальную согласованную нагрузку из калибровочного набора для VNA. Таким образом Вы можете измерять импеданс исследуемой платы, с помощью щупа откалиброванного выше. На обратный конец исследуемой платы при этом лучше накрутить 50-омную нагрузку, которая использовалась при измерении транзистора на большом сигнале (чтобы точно воспроизвести все условия измерения).

Если есть возможность провести THRU с нулевой длиной (а в случае калибровки микрополосков такая возможность должна быть), то для линий задержки не важно знать задержку и потери. Имеет значение только лишь Z0. Точное значение задержки и потерь нужно лишь тогда, когда нет возможности сделать идеальное THRU с нулевой длинной. Например, когда используются одинаковые гендерные коаксиальные разъемы Male-Male или Female-Female, в этом случае нужно использовать две линии задержки. Причём только для той линии задержки, которая принята за THRU необходимо точно знать "Delay, Z0, потери", а для той что используется как Delay Line достаточно знать только лишь её Z0.

Две детали Delay Line даже вредно. В этом случае для самой короткой линии задержки нужно её точное описание. Лучше калиброваться с одной линией задержки. При калибровке на THRU просто соединить вместе две половинки оснастки, т.к. при этом можно считать перемычку идеальной (с нулевой длинной и нулевыми потерями). Однако ширину нулевой THRU следует точно соблюдать.

Смысл вообще тогда измерений теряется. На мой взгляд у вас есть два способа. Первый описан выше. Т.е. пользоваться 50-омным коаксиально-полосковым "щупом", предварительно откалиброванным с использованием идеального калибровочного 50-омного набора в настройках VNA. Затем в электромагнитном симуляторе делать поправку на ширину вывода. В этом случае получите достаточно высокую точность измерений.
Второй способ делать оснастку, типа MT964 с двумя экспоненциальными переходами под нужную ширину вывода и толщину диэлектрика с Delay Line. Всё это откалибровать по методу TRL, предварительно задав соответствующие параметры калкита в VNA. Далее одной из половинок пользоваться как щупом в первом случае. Точность измерения этим способом будет выше.
Если ширина вывода транзистора и ширина микрополоска такой оснастки совпадают, то получаем сразу нужное значение без пересчета. Если даже и отличаются, то так же можно сделать коррекцию на ширину вывода в EМ-симуляторе. При этом эта коррекция будет более точная (чем коррекция микрополосковый структуры исследуемой платы), ввиду большей однородности плавного перехода. Кроме того, экспоненциальный переход в данном случае обеспечивает трансформацию сопротивления вниз, что повышает чувствительность и точность 50-омного VNA при измерении низкого импеданса.


Не совсем понял, что представляют собой "полуполовинки"?

Кстати очень хорошие и недооцененные коаксиально-полосковые переходы:

• Э2-116/1 ЕЭО.223.017 ТУ (папа)
• Э2-116/2 ЕЭО.223.017 ТУ (мама)

Знать бы где сейчас такие можно купить, а то уже заканчиваются. Делал модели этих переходов (есть файлы S-параметров). По крайне мере до 4 ГГц отлично работают.

Ничего себе до 200 МГц! Он у вас либо сломанный, либо центральный контакт изношенный (загрязненный).

Если смотреть на ссылки, то это совсем не аналог. Ваш аналог жалкие 3,5 мм, а не 7 мм. Следовательно более низкое пробивное напряжение, большой износ, низкая механическая прочность. Пожалуй единственным минусом данных отечественных КПП тип-III является наличие метрической резьбы (нужны соответствующие переходы) и то, что они больше не выпускаются. А достоинство в том, что очень удобно крепить на металлическое основание. Так же удобно использовать в симметричных полосковых структурах.



Эти трансформаторы (которые у Maury MW) наоборот имеют очень широкий диапазон частот. См. даташит MT964, рабочий диапазон частот 0.8 - 18 ГГц. (там же приведены частотные зависимости 10-омной оснастки)
А более "узкополосные" трансформаторы показаны у Focus MW, например, слайд 9 и 13. Микрополосковая линия вроде бы не 50-омная.

Кстати на слайде 13 вообще безобразие. Транзистор в корпусе SOT502A с шириной вывода 12,7 мм подключают к оснастке с шириной полосоковой линии в несколько раз меньшей. Может конечно фото делалось, чтобы показать вставку под водяное охлаждение, а платы менять не стали.

Спасибо всем за ответы! Но все равно остались вопросы, заранее извиняюсь за их сумбурность, т.к. новичок в этом деле.


А как именно "накрутить согласованную нагрузку"? В качестве LOAD Вы имели ввиду сделать так как показано на рисунке ниже и там справа накрутить 50-ти омную нагрузку? Но тогда получается, что эта новая деталь LOAD будет иметь еще и индуктивность микрополоска и перехода. Получается надо этот переход справа измерить, предварительно откалибровавшись, и вычесть из суммарного измерения?


Если я правильно понял - экспоненциальный порт - это такой порт, как на рис ниже? Его надо ставить в сечение транзистора, вместо детаели справа на предыдущем рисунке?



Под "щупом" Вы имели ввиду плату откалиброванную в сечении вывода транзистора? Если щуп нужен для измерения второй платы, тогда почему бы не сделать просто 50-ти омную (или постепенно расширяющуюся к размеру вывода транзистора) линию вместо этой платы?


Идеальный калибровочный 50-омный набор - это тот, о котором Вы писали: SOL?
И что значит сделать поправку в электромагнитном анализе? Зарисовать там плату и подогнать ширину вывода под измеренные S-параметры?


Не понял про два экспоненциальных перехода - что значит "под нужную ширину вывода и толщину диэлектрика с Delay Line"? Вы имели ввиду: один экспоненциальный переход со стороны входа транзистора, другой - со стороны выхода транзистора? При чем здесь тогда Delay line?

Delay line для второго способа должна быть как на рис ниже, только надо диэлектрическую плату напаять на среднюю деталь с шириной полоска равного ширине вывода?



Интересно было бы взглянуть на данные модели. Если можно, не могли бы Вы их выложить?

Сообщение отредактировал Stefan1 - Sep 22 2014, 14:46

Да именно так. Но, на мой взгляд, можно эту проблему решить проще и в результате получить более высокую точность калибровки. Об этом напишу ниже.

Ощутимой реактивной составляющей микрополоска и перехода при подключении к 50-омной линии в идеале не должно быть. Насколько я понял ширина полоска на «щупе» выбиралась исходя из получения требуемого характеристического сопротивления микрополосковой линии Z0 = 50 Ом?
Если это так, то ниже более подробно опишу как можно сделать с помощью подручных средств измерительный 50-омный «щуп» из того изделия, что выделено красным на фото ниже.



1) Следует учесть, что коннектор на щупе имеет метрическую резьбу. Поэтому надо бы позаботиться о том, как подключить его к VNA. Я, например, использую микрановские переходы для этой цели. Можно, конечно, рискнуть подключить к VNA просто кабель тип III (папа-папа).
Не буду дальше на этом заострять внимание. Предположим, к одному из измерительных портов VNA подключен гибкий и достаточно стабильный кабель. К нему в будущем планируется подключать измерительный «щуп».
2) Запускаем однопортовую калибровку предварительного прогретого VNA. В мастере калибровки выбираем идеальный калибровочный 50-омный набор. Накручиваем на открытый конец кабеля какую-нибудь хорошую согласованную 50-ти омную нагрузку (например, коаксиальная нагрузка из калкита, ваттметр, аттенюатор). Далее калибруемся в режиме LOAD (или MATCH).
3) Снимаем согласованную нагрузку. Вместо неё накручиваем «щуп». Калибруемся в режиме OPEN. Затем надежно замыкаем открытый конец щупа (например, медной фольгой, лучше напаянной на полосок щупа). Калибруемся в режиме SHORT. Всё.
4) Подключаем щуп к исследуемой плате и измеряем импеданс, как Вы показали на фото выше.

Почти так. Только я писал не «экспоненциальный порт», а экспоненциальный переход. Посмотрите на фото тех оснасток, что я приводил в предыдущем посте. Длина перехода должна быть не меньше λ/2 (по нижней рабочей частоте). А иначе смысл теряется в этом переходе. У вас на картинке он слишком короткий.

Так вот одна из хороших форм этой постепенно расширяющейся линии, как раз и есть экспоненциальный переход.

Да.

Можно и так, но мне достаточно знать значение измеренного импеданса. Смысл в том, что надо создать две почти одинаковые модели полосковых структур в ЕМ-симуляторе. У одной ширина вывода равна ширине вывода щупа, у другой – ширине вывода транзистора.

Нет, совсем не то имел ввиду. Но и Вас я не очень понял. Delay line – необходима, как калибровочная мера. И разумеется нужна только во время калибровки оснастки. При измерениях реальных изделий она не используется. А к такого рода оснастке можно подключать хоть транзистор, хоть плату, по типу Вашей. Толщина диэлектрика (его диэлектрическая проницаемость) и ширина вывода определяют характеристическое волновое сопротивление Delay line. Если толщина диэлектрика и ширина микрополосков вместе стыка совпадают, то тем выше однородность среды, и, следовательно, тем выше точность калибровки.

Совершенно верно, только таким способом можно не только одним махом узнать импедансы каждой половинки, но и получить их модели. Главное, чтобы механически всё точно было изготовлено.

Делал модели этих КПП в комплекте с микрановскими переходами на дюймовую резьбу, потому как всё остальное оборудование и калибровочные наборы зарубежные. Если очень надо могу попробовать изготовить модели чистых КПП. Основной смысл этих моделей – воспроизведение задержки и потерь. Для математического исключения в большинстве случаев этого более чем достаточно.

Не повлияет ли на точность, что 50-ти омную нагрузку вешать надо на кабель, а не в сечение микрополоска, который идет от перехода?
Также Вы предлагаете в качестве элемента LOAD использовать коаксиальную 50-омную нагрузку, а почему бы не использовать два 100-омных резистора в сечении калибровки?
И что это за идеальный калибровочный 50-омный набор?

А зачем вообще нужен этот пересчет в электромагнитном анализе? Мы ведь и так откалибровались в сечении вывода транзистора и мереем S параметры платы в чистом виде.

Из всего вышесказанного можно заключить, что есть 4 способа измерять данные платы (поправьте меня, если ошибаюсь):

1) Первый - однопортовая SOL калибровка детали слева (той на которой находятся внешние цепи согласования) и в дальнейшем использования этой детали (или щупа) для измерения точно такой же детали.
Здесь плюс в том, что мы калибруемся не в 50-омном сечении, а в меньшем (примерно 10 ом в данном случае) и, следовательно, точность измерений выше.

2) Второй способ - делать оснастку с экспоненциальными переходами и откалиброваться в сечении микрополоска равного ширине вывода транзистора. Затем провести двухпортовую TRL калибровку.
Как и в первом способе здесь измерения будут более точные за счет калибровки в сечении с меньшем импедансом, чем 50 ом. Кроме того, здесь проводится двухпортовая TRL калибровка. Как я понял это самый точный способ определения импедансов этих плат. Минус только в том, что надо изготавливать экспоненциальные переходы.

3) Третий способ - сделать щуп из детали справа (меньшая на рисунке). И проводить однопортовую SOL калибровку.
Это самый простой способ. Но поскольку калибровка здесь проводится в 50-омном сечении, следовательно точность измерений ниже, чем у первых двух способов.

4) До этого Olesia советовала провести двухпортовую SOLT калибровку. Если я правильно понимаю, такой способ получается более точным, чем Ваш третий способ (за счет калибровки), но менее точным, чем первые два способа, поскольку в тех случаях калибровка осуществляется на импеданс меньший, чем 50 ом.

Сообщение отредактировал Stefan1 - Sep 23 2014, 07:58

Нет не повлияет, если полосок 50-ти омный (на фото он достаточно короткий, чтобы создать существенную ошибку направленности). А вот если напаять туда ещё два 100-омных резистора, то результат на 3 ГГц может быть куда хуже. Так же если выполнить аналогичную ответную деталь микрополоскового щупа с 50-омной нагрузкой, то получим туже неидеальность 50-омной нагрузки из-за щупа + неидеальность стыка. Вопрос: зачем лишние детали и проблемы при калибровке? Куда важнее при измерения низких импедансов подумать о надежной закоротке (SHORT) при калибровке.

В ПО VNA при калибровке должна быть возможность выбора калибровочного набора. В идеальном калибровочном наборе все калибровочные меры Open, Short, Load считаются идеальными. В реальном калките каждая калибровочная мера обычно описана эквивалентной схемой или S-параметрами.

Нужен пересчет, если ширина полоска щупа (калибровочных стандартов) не совпадает с шириной вывода транзистора. Особенно актуально на высоких частотах (единицы ГГц) и на низких импедансах (единицы Ом).

Низкая точность ввиду того, что самодельная 10-омная LOAD из чип-резисторов непонятно как и куда припаянных будет далека от идеальной. В широком диапазоне частот так же проблемно получить высокую точность.

Способ точный, но несколько дорогостоящий. Нужно позаботиться о хорошей плоскостности поверхности в месте стыков оснований и плат, а так же хорошем контакте при калибровке.

Если VNA стабильный и чувствительный (а у Вас он как раз такой), то при измерении импеданса 2 ома на частоте 3 ГГц с помощью этого способа, основными ошибками здесь будет скорее неидеальность контакта при измерении и калибровке, а не то, что калибровка проводится в 50-омном сечении.

Я бы рекомендовал попробовать самый простой 3-й способ, а уж потом рассуждать о потенциальной точности остальных методов. Как показывает практика, чаще всё упирается в неидеальность самой оснастки (с точки зрения воспроизводимости соединения, контакта и т.п.) а не в метод. Достоинством 1 и 2 метода является возможность создания моделей оснастки. Но первый метод актуален на высоких частотах только при наличии высококлассного микрополоскового калкита под заданную ширину микрополоска и толщину диэлектрика платы. Сомневаюсь, что последнее реально. На низких частотах (килогерцы, единицы-десятки мегагерц) SOLT калибровка просто незаменима.

Все таки не совсем я понял про этот перерасчет. Создаем две почти одинаковые модели полосковых структур в ЕМ-симуляторе. У одной ширина платы равна ширине вывода щупа, у другой ширина платы не равна ширине вывода транзистора. В случае, когда ширина щупа и платы одинаковая - мы получаем совпадение импеданса с измеренным вариантом. А в случае, когда ширина щупа не равна ширине вывода транзисотра у нас импеданс не совпадает с экспериментом и именно этот импеданс мы принимаем за верный, так?


По этому способу уже получил результат: на f=2,9 ГГц импеданс платы Z=3,3-j10. При этом калибровка получилась достаточно хорошей и по фазе и по амплитуде S11. Теперь можно перейти ко второму варианту - с экспоненциальными переходами и сравнить результат.
Кстати в этом способе, как я понимаю, перерасчет в ЕМ-симуляторе делать не надо только в том случае, когда импеданс щупа (полоска у маленькой детальки, выделенной красным прямоугольником на рис. выше) равен 50 Ом?

Сообщение отредактировал Stefan1 - Sep 24 2014, 08:16

Вы проверяли правильность? каким способом? Как на таких частотах проверить адекватность измерений?
На сколько я понимаю самое сложное - правильно фазу измерить.

Вопрос больше к MePavel. На мой взгляд правильность измерения можно проверить моделированием платы в ЕМ-симуляторе, а также можно провести калибровку другим способом - с использованием экспоненциальных переходов и сравнить результаты.
Зачем фазу измерять? Можно сразу смотреть импеданс на диаграмме Смита. Самое сложное - точно откалиброваться в сечении измеряемой платы.

Сообщение отредактировал Stefan1 - Sep 24 2014, 14:35