Я их умею готовить. Но на преобразователях 380V и мощности выше 3кВт этот тип микросхем не работает. Почему этот контроллер , потому что там уже зашит алгоритм управления BLDC and ACIM. Z Я начинал как этот парень, и не хотелось бы что бы он тратил зря время. Мной были сделаны преобразователи до 100кВт, на HCPL разных серий и они работают в производстве. Прошу прощения но форум нужен что бы помогать .

Да.. на 100кВт я бы тоже не поставил эти и многие другие микросхемы от IRF. Но, в других применения они вполне конкурентны. Поэтому, если Вы хотите помочь, то помощь не должна начинаться с отрицания А в пользу Б. У каждой вещи есть своя сфера применения.

А до каких верхних частот тянут бутстрепные драйвера? Для обычных применений 1-1.5 Квт выше 400 Гц при ШИМ 32 КГц не встречал. Автор темы скорее всего хотел высокооборотный двигатель крутить. Для таких применений встречал только драйвера с "летающими" изолированными источниками.
А вопрос связки IR2130 и MOSFET (а не IGBT) интересен, но это для низковольтных применений только (48-72В). Формы тока затвора кто-нибудь снимал и динамические потери в ключах определяли?
PS. А по поводу IR2130 - коллеги, а как вы их умудряетесь развести? Длина линий от корпуса драйвера до силового транзистора получаеся зело разная, и перекос управления случался вплоть до сквозных токов. Гораздо проще взять три независимых полумостовых драйвера и сделать полностью симметричную разводку.

На таких частотах я работал с кит набором от Ti DRV8301-69M-KIT он работает . HCPL 316 и ACPL 333 проверял на 20кГц работает.

Откуда такие ограничения? Почему скорость двигателя и частота ШИМ должны быть как-то ограничены бутстрепным питанием верхнего канала драйвера?

Ограничение по току зарядки затворов силовых транзисторов. Выше частота переключения, больше мощность которую надо вкачать в затворы, бутстреп перестает справляться. Собирите макетную схему на один полумост и поднимайте частоту ШИМа- в какой то момент начинает падать напряжение на затворе верхнего открытого ключа. Как только ключ выйдет из насыщения- сразу бум будет.
А с летающими источниками при повышении частот коммутации просто источник питания драйверов начинает больше потреблять.
С MOSFET кстати бутстреп можно разогнать до более высоких частот- емкость затворов меньше, чем у IGBT.

Мне кажется для этого частоты надо задрать до >500 кГц, чтобы паразитные параметры бутстрепных цепей и элементов стали проявляться. Я проверял до 60 кГц, больше просто не нужна была частота.

Или как-то посчитать/оценить это можно?

Даташит IR2130 гораздо менее оптимистичен . Смотрим Figure 58. IR2130J/IR2132J TJ vs. Frequency (IRGPC50KD2) RGATE = 10Ω, VCC = 15V и соседние. надеюсь допустимые рабочие температуры для кремния помните?
Почему оно так греется- производитель не описывает.
Рассчитать конечно можно- полная емкость затвора известна для транзисторов силового моста, какова амплитуда заряда- разряда затвора-тоже, число циклов ШИМ в секунду дает потребную мощность. Ну мину то что на резисторе в цепи затвора потерялось, но чем больше этот резистор- тем длиннее фронты и выше динамические потери в ключе.
А еще расскажу страшилку- бутстрепные конденсаторы обычно SMD, если при монаже там трещина образуется, или емкость сядет- весь силовой мост с громким бахом летит в ведро. Так что перед подачей силы в новой конструкции обязательно проверяйте все три канала бутсрапа, хватает ли там энергии.

Для таких токов нагрузки и соответствующего заряда затвора транзисторов, драйвера на 0,2А явно недостаточно. На вскидку надо 2А драйвера как минимум - у IR и др. производителей они есть в таких же небольших корпусах.

Откуда следует что недостаточно? Вот у меня лежит на столе поциент SV015iG5A- трезфазник по входу, выход 4 А 3КВа номинал, допускает 150% перегрузки.
Силовой модуль V23990-P549 13А DC 24A импульсной. Но емкость затворов всего 600 пф. И драйвер как раз IR2133 (IO+/- 200 mA / 420 mA). работал долго и счастливо, и погиб совсем не из за силового моста.
Вернее мост живой, а вот входной выпрямитель накрылся.
Кстати, там интересный двойной датчик холла на выходе стоит tamura L07P005D15 http://www.mouser.com/catalog/specsheets/L07PXXXD15.pdf- как раз на две фазы для честного векторного управления. Раньше всегда удивлялся как в такой корпус векторник запихали, ведь датчики от LEM слишком велики.

Вы задали вопрос про бутстрепные драйверы, я считал что речь о них а не конкретно о IR2130. У многих полумостовых в ДШ на графиках частоты до 1 МГц, и приведено собственное потребление для 500 кГц.

Ограничение по нагреву это другое, напряжение из-за этого не просядет. Косвенно только, через дрейф параметров от температуры.

У меня такая идея, как упрощенно посчитать. Цепь из диода и конденсатора заменяем на эквивалентную RC. После расхода заряда на открытие силового ключа, имеем изменение напряжение на конденсаторе dV. Теперь остается посчитать, сколько нужно времени, чтобы восполнить эту потерю напряжения при заряде конденсатора через эквивалентный резистор. Можно взять еще одну дельту напряжения, учесть в ней падение на диоде и просадку напряжения. Итог.

dV = Qg / C
t = - log(1 - dV / (dV + Vdrop - Vfw) * RC

Vdrop - полное падение напряжения, Vfw на диоде. Около ~200 нс я начитал для своей схемы, при условии что на бутстрепной емкости будет на 2в ниже питания, а эквивалентное сопротивление диода 2 Ом. Затворный заряд 100 нКл, емкость 1 мкФ. Еще не учтено время переключения диода, 10 нс. Значение R встроенного диода у меня указано в ДШ драйвера, еще умножил на 2.

Не учел токи утечек, потери в затворной цепи, но полагаю это не сильно изменить результат. Получается, что действительно до 1 МГц, как указано в ДШ, должно работать. Драйвер HIP2101.



UVLO не спасает? Больше опасений возникает за smd конденсаторы на силовой шине питания.

Может я чего то не знаю, но грубо оценить ток драйвера в зависимости от частоты по моему просто. в любом описании на транзистор есть полная энергия потерь в затворе. множим её на частоту ШИМ и получаем мощность потерь в затворе. далее делим эту мощность на напряжение на бутстрапном конденсаторе и получаем ток:
I ~ Et * Fшим / Uc
напряжение нужно брать с учётом падения на диоде и насыщенном нижнем транзисторе, т. е. для GBT на 3..3.5В меньше чем питание драйвера.

касательно отрицательных выбросов, да на сайте IR есть бумага (по моему DT97) там всё источники проблемы описаны.
- напряжение Vs нужно брать не где попало, а возможно ближе к истоку/эмиттеру верхнего транзистора, по возможности ближе к корпусу. так чтобы ток нагрузки протекал по возможно меньшей части этого провода.
- цепь эмиттера/истока должна быть возможно более короткой и короче цепи затвора. на малых мощностях можно поставить в затворе ферритовую бусину.
- если 2 первых способа не достижимы, то в цепь эмиттера/истока ставят резист в 5..10 раз меньше, чем резистор в затворе и большей мощности чем в затворе. от точки соединения резистора с выводом Vs к ножке Com ставят диод с малым временем восстановления (плюсом к COM)

так и делается