реклама на сайте
подробности

 
 
> Модель фазового шума
Grizzzly
сообщение Jun 10 2015, 15:39
Сообщение #1


Знающий
****

Группа: Свой
Сообщений: 565
Регистрация: 22-02-13
Пользователь №: 75 748



Тут коллеги моделируют фазовый шум. Разбирают код, взятый с MATLAB File Exchange: http://www.mathworks.com/matlabcentral/fil...844-phase-noise
Сам код:
CODE
function Sout = add_phase_noise( Sin, Fs, phase_noise_freq, phase_noise_power, VALIDATION_ON )
%
% function Sout = add_phase_noise( Sin, Fs, phase_noise_freq, phase_noise_power, VALIDATION_ON )
%
% Oscillator Phase Noise Model
%
% INPUT:
% Sin - input COMPLEX signal
% Fs - sampling frequency ( in Hz ) of Sin
% phase_noise_freq - frequencies at which SSB Phase Noise is defined (offset from carrier in Hz)
% phase_noise_power - SSB Phase Noise power ( in dBc/Hz )
% VALIDATION_ON - 1 - perform validation, 0 - don't perfrom validation
%
% OUTPUT:
% Sout - output COMPLEX phase noised signal
%
% NOTE:
% Input signal should be complex
%
% EXAMPLE ( How to use add_phase_noise ):
% Assume SSB Phase Noise is specified as follows:
% -------------------------------------------------------
% | Offset From Carrier | Phase Noise |
% -------------------------------------------------------
% | 1 kHz | -84 dBc/Hz |
% | 10 kHz | -100 dBc/Hz |
% | 100 kHz | -96 dBc/Hz |
% | 1 MHz | -109 dBc/Hz |
% | 10 MHz | -122 dBc/Hz |
% -------------------------------------------------------
%
% Assume that we have 10000 samples of complex sinusoid of frequency 3 KHz
% sampled at frequency 40MHz:
%
% Fc = 3e3; % carrier frequency
% Fs = 40e6; % sampling frequency
% t = 0:9999;
% S = exp(j*2*pi*Fc/Fs*t); % complex sinusoid
%
% Then, to produce phase noised signal S1 from the original signal S run follows:
%
% Fs = 40e6;
% phase_noise_freq = [ 1e3, 10e3, 100e3, 1e6, 10e6 ]; % Offset From Carrier
% phase_noise_power = [ -84, -100, -96, -109, -122 ]; % Phase Noise power
% S1 = add_phase_noise( S, Fs, phase_noise_freq, phase_noise_power );

% Version 1.0
% Alex Bur-Guy, October 2005
% alex@wavion.co.il
%
% Revisions:
% Version 1.5 - Comments. Validation.
% Version 1.0 - initial version

% NOTES:
% 1) The presented model is a simple VCO phase noise model based on the following consideration:
% If the output of an oscillator is given as V(t) = V0 * cos( w0*t + phi(t) ),
% then phi(t) is defined as the phase noise. In cases of small noise
% sources (a valid assumption in any usable system), a narrowband modulation approximation can
% be used to express the oscillator output as:
%
% V(t) = V0 * cos( w0*t + phi(t) )
%
% = V0 * [cos(w0*t)*cos(phi(t)) - sin(w0*t)*sin(phi(t)) ]
%
% ~ V0 * [cos(w0*t) - sin(w0*t)*phi(t)]
%
% This shows that phase noise will be mixed with the carrier to produce sidebands around the carrier.
%
%
% 2) In other words, exp(j*x) ~ (1+j*x) for small x
%
% 3) Phase noise = 0 dBc/Hz at freq. offset of 0 Hz
%
% 4) The lowest phase noise level is defined by the input SSB phase noise power at the maximal
% freq. offset from DC. (IT DOES NOT BECOME EQUAL TO ZERO )
%
% The generation process is as follows:
% First of all we interpolate (in log-scale) SSB phase noise power spectrum in M
% equally spaced points (on the interval [0 Fs/2] including bounds ).
%
% After that we calculate required frequency shape of the phase noise by X(m) = sqrt(P(m)*dF(m))
% and after that complement it by the symmetrical negative part of the spectrum.
%
% After that we generate AWGN of power 1 in the freq domain and multiply it sample-by-sample to
% the calculated shape
%
% Finally we perform 2*M-2 points IFFT to such generated noise
% ( See comments inside the code )
%
% 0 dBc/Hz
% \ /
% \ /
% \ /
% \P dBc/Hz /
% .\ /
% . \ /
% . \ /
% . \____________________________________________/ /_ This level is defined by the phase_noise_power at the maximal freq. offset from DC defined in phase_noise_freq
% . \
% |__| _|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__|__ (N points)
% 0 dF Fs/2 Fs
% DC
%
%
% For some basics about Oscillator phase noise see:
% http://www.circuitsage.com/pll/plldynamics.pdf
%
% http://www.wj.com/pdf/technotes/LO_phase_noise.pdf

if nargin < 5
VALIDATION_ON = 0;
end

% Check Input
error( nargchk(4,5,nargin) );

if ~any( imag(Sin(:)) )
error( 'Input signal should be complex signal' );
end
if max(phase_noise_freq) >= Fs/2
error( 'Maximal frequency offset should be less than Fs/2');
end

% Make sure phase_noise_freq and phase_noise_power are the row vectors
phase_noise_freq = phase_noise_freq(:).';
phase_noise_power = phase_noise_power(:).';
if length( phase_noise_freq ) ~= length( phase_noise_power )
error('phase_noise_freq and phase_noise_power should be of the same length');
end

% Sort phase_noise_freq and phase_noise_power
[phase_noise_freq, indx] = sort( phase_noise_freq );
phase_noise_power = phase_noise_power( indx );

% Add 0 dBc/Hz @ DC
if ~any(phase_noise_freq == 0)
phase_noise_power = [ 0, phase_noise_power ];
phase_noise_freq = [0, phase_noise_freq];
end

% Calculate input length
N = prod( size( Sin ) );

% Define M number of points (frequency resolution) in the positive spectrum
% (M equally spaced points on the interval [0 Fs/2] including bounds),
% then the number of points in the negative spectrum will be M-2
% ( interval (Fs/2, Fs) not including bounds )
%
% The total number of points in the frequency domain will be 2*M-2, and if we want
% to get the same length as the input signal, then
% 2*M-2 = N
% M-1 = N/2
% M = N/2 + 1
%
% So, if N is even then M = N/2 + 1, and if N is odd we will take M = (N+1)/2 + 1
%
if rem(N,2), % N odd
M = (N+1)/2 + 1;
else
M = N/2 + 1;
end


% Equally spaced partitioning of the half spectrum
F = linspace( 0, Fs/2, M ); % Freq. Grid
dF = [diff(F) F(end)-F(end-1)]; % Delta F


% Perform interpolation of phase_noise_power in log-scale
intrvlNum = length( phase_noise_freq );
logP = zeros( 1, M );
for intrvlIndex = 1 : intrvlNum,
leftBound = phase_noise_freq(intrvlIndex);
t1 = phase_noise_power(intrvlIndex);
if intrvlIndex == intrvlNum
rightBound = Fs/2;
t2 = phase_noise_power(end);
inside = find( F>=leftBound & F<=rightBound );
else
rightBound = phase_noise_freq(intrvlIndex+1);
t2 = phase_noise_power(intrvlIndex+1);
inside = find( F>=leftBound & F<rightBound );
end
logP( inside ) = ...
t1 + ( log10( F(inside) + realmin) - log10(leftBound+ realmin) ) / ( log10( rightBound + realmin) - log10( leftBound + realmin) ) * (t2-t1);
end
P = 10.^(real(logP)/10); % Interpolated P ( half spectrum [0 Fs/2] ) [ dBc/Hz ]

% Now we will generate AWGN of power 1 in frequency domain and shape it by the desired shape
% as follows:
%
% At the frequency offset F(m) from DC we want to get power Ptag(m) such that P(m) = Ptag/dF(m),
% that is we have to choose X(m) = sqrt( P(m)*dF(m) );
%
% Due to the normalization factors of FFT and IFFT defined as follows:
% For length K input vector x, the DFT is a length K vector X,
% with elements
% K
% X(k) = sum x(n)*exp(-j*2*pi*(k-1)*(n-1)/K), 1 <= k <= K.
% n=1
% The inverse DFT (computed by IFFT) is given by
% K
% x(n) = (1/K) sum X(k)*exp( j*2*pi*(k-1)*(n-1)/K), 1 <= n <= K.
% k=1
%
% we have to compensate normalization factor (1/K) multiplying X(k) by K.
% In our case K = 2*M-2.

% Generate AWGN of power 1

if ~VALIDATION_ON
awgn_P1 = ( sqrt(0.5)*(randn(1, M) +1j*randn(1, M)) );
else
awgn_P1 = ( sqrt(0.5)*(ones(1, M) +1j*ones(1, M)) );
end

% Shape the noise on the positive spectrum [0, Fs/2] including bounds ( M points )
X = (2*M-2) * sqrt( dF .* P ) .* awgn_P1;

% Complete symmetrical negative spectrum (Fs/2, Fs) not including bounds (M-2 points)
X( M + (1:M-2) ) = fliplr( conj(X(2:end-1)) );

% Remove DC
X(1) = 0;

% Perform IFFT
x = ifft( X );

% Calculate phase noise
phase_noise = exp( j * real(x(1:N)) );

% Add phase noise
if ~VALIDATION_ON
Sout = Sin .* reshape( phase_noise, size(Sin) );
else
Sout = 'VALIDATION IS ON';
end

if VALIDATION_ON
figure;
plot( phase_noise_freq, phase_noise_power, 'o-' ); % Input SSB phase noise power
hold on;
grid on;
plot( F, 10*log10(P),'r*-'); % Input SSB phase noise power
X1 = fft( phase_noise );
plot( F, 10*log10( ( (abs(X1(1:M))/max(abs(X1(1:M)))).^2 ) ./ dF(1) ), 'ks-' );% generated phase noise exp(j*x)
X2 = fft( 1 + j*real(x(1:N)) );
plot( F, 10*log10( ( (abs(X2(1:M))/max(abs(X2(1:M)))).^2 ) ./ dF(1) ), 'm>-' ); % approximation ( 1+j*x )
xlabel('Frequency [Hz]');
ylabel('dBc/Hz');
legend( ...
'Input SSB phase noise power', ...
'Interpolated SSB phase noise power', ...
'Positive spectrum of the generated phase noise exp(j*x)', ...
'Positive spectrum of the approximation ( 1+j*x )' ...
);
end


У них возник вопрос по строчке:
Код
X = (2*M-2) * sqrt( dF .* P ) .* awgn_P1;


Почему мы формируем спектр требуемого фазового шума, умножая awgn_P1, а не fft(awgn_P1)?
Сейчас задумался, вроде бы действительно надо перейти в частотную область, чтобы получить равномерный спектр, затем его умножить на характеристику генератора, а потом сделать ifft. Или же можно считать, что awgn_P1 уже в частотной области, поскольку ограничения на вид распределения у нас нет?

Нашел статейку. Там как раз к отсчетам АБГШ применяется fft. Как всё-таки правильно?

Сообщение отредактировал Grizzzly - Jun 10 2015, 15:40
Go to the top of the page
 
+Quote Post
5 страниц V  < 1 2 3 4 5 >  
Start new topic
Ответов (30 - 44)
KalashKS
сообщение Apr 19 2016, 08:37
Сообщение #31


Местный
***

Группа: Участник
Сообщений: 236
Регистрация: 7-02-11
Пользователь №: 62 755



Похоже на правду. По дному символу такое созвездие будет при временном рассогласовании и джиттере на тактовом сигнале.

Сообщение отредактировал KalashKS - Apr 19 2016, 08:40
Go to the top of the page
 
+Quote Post
Ivan55
сообщение Apr 19 2016, 08:45
Сообщение #32


Местный
***

Группа: Участник
Сообщений: 212
Регистрация: 17-01-12
Пользователь №: 69 640



Цитата(KalashKS @ Apr 19 2016, 12:37) *
По дному символу такое созвездие будет при временном рассогласовании и джиттере на тактовом сигнале.

а если нет расоогласований, шума и прочей бяки... просто фазовый шум добавляем
то на созвездии одного символа это будет выглядить как поворот всех поднесущих на одну фазу?
ну вот например
Прикрепленное изображение

один символ, 312 поднесущих, B=5
видим общую фазовую ошибку(поворот) и ICI изза нарушения ортогональности

Сообщение отредактировал Ivan55 - Apr 19 2016, 08:46
Go to the top of the page
 
+Quote Post
KalashKS
сообщение Apr 19 2016, 08:46
Сообщение #33


Местный
***

Группа: Участник
Сообщений: 236
Регистрация: 7-02-11
Пользователь №: 62 755



Да, правильно.
Go to the top of the page
 
+Quote Post
Ivan55
сообщение Apr 19 2016, 08:48
Сообщение #34


Местный
***

Группа: Участник
Сообщений: 212
Регистрация: 17-01-12
Пользователь №: 69 640



Цитата(KalashKS @ Apr 19 2016, 12:46) *
Да, правильно.


Спасибо) а то меня не покидали сомнения
Go to the top of the page
 
+Quote Post
serjj
сообщение Apr 25 2016, 06:34
Сообщение #35


Знающий
****

Группа: Участник
Сообщений: 527
Регистрация: 4-06-14
Из: Санкт-Петербург
Пользователь №: 81 866



О влиянии фазового шума в OFDM модеме мне понравилось как в этой статье описано:
Прикрепленный файл  10.1.1.70.4176.pdf ( 139.67 килобайт ) Кол-во скачиваний: 180

Собственно формула (2) ставит 2 проблемы, которые требуется решать: общий поворот фазы (CPE) и межтоновая интерференция (ICI). Приводятся выкладки для SISO, для MIMO подобная же формула выводится простой заменой векторов в исходной модели на матрицы. Общая идея о разложении на CPE и ICI при этом останется той же самой: при условии, что фазовый шум один и тот же на всех приёмных антеннах, т.е. используется один генератор.
Go to the top of the page
 
+Quote Post
des00
сообщение Apr 25 2016, 08:36
Сообщение #36


Вечный ламер
******

Группа: Модераторы
Сообщений: 7 248
Регистрация: 18-03-05
Из: Томск
Пользователь №: 3 453



Цитата(serjj @ Apr 25 2016, 14:34) *
при условии, что фазовый шум один и тот же на всех приёмных антеннах, т.е. используется один генератор.

вот сделать это на разных, дешевых, шумящих генераторах было бы круто sm.gif


--------------------
Go to the top of the page
 
+Quote Post
serjj
сообщение Apr 27 2016, 21:02
Сообщение #37


Знающий
****

Группа: Участник
Сообщений: 527
Регистрация: 4-06-14
Из: Санкт-Петербург
Пользователь №: 81 866



Цитата
вот сделать это на разных, дешевых, шумящих генераторах было бы круто

Ну если так подумать... Кто мешает? Можно сделать оценку спектра ФШ и деконволюцию в пространстве приёмных антенн сразу после Фурье. Для каждого тракта находить свои коэффициенты коррекции ICI. Но сложно представить зачем это могло бы понадобиться. Один генератор - дёшево и сердито) И алгоритмы проще. Разные генераторы - это разве что для случая, когда нужна опция разные антенны на разные полосы настраивать. Вроде multiband-MIMO гибрида какого-то wink.gif
Go to the top of the page
 
+Quote Post
des00
сообщение Apr 28 2016, 01:32
Сообщение #38


Вечный ламер
******

Группа: Модераторы
Сообщений: 7 248
Регистрация: 18-03-05
Из: Томск
Пользователь №: 3 453



Цитата(serjj @ Apr 28 2016, 04:02) *
Ну если так подумать...

Один генератор это многоканальное изделие, а много генераторов - много одноканальных со связями друг с другом. Тут уже маркетинг включается.

А мешать будет некоррелированный ФШ генераторов. Конечно, в приемнике ФШ можно компенсировать, но это компенсация ФШ передающего и приемного генератора. Тогда как в пространстве складывались сигналы с ФШ только передающих генераторов и именно эти сигналы, должны быть разделены.


--------------------
Go to the top of the page
 
+Quote Post
serjj
сообщение Apr 28 2016, 13:29
Сообщение #39


Знающий
****

Группа: Участник
Сообщений: 527
Регистрация: 4-06-14
Из: Санкт-Петербург
Пользователь №: 81 866



Можно проделать мысленный эксперимент. Допустим есть MIMO 2x2 с разными генераторами на каждый тракт, в передатчике и в приёмнике. Для простоты можно попробовать решить задачу только для CPE, т.е. найти 1 коэффициент ФШ, соответствующий повороту созвездия, ICI принебрегаем. Т.к. нет взаимного влияния тонов, индексы k можно опустить:

Прикрепленное изображение


Можно прийти к выводу, что даже для этого простейшего случая линейного решения нет, если тракты используют различные генераторы со своими значениями ФШ. Этот вывод можно обобщить на MIMO систему большей размерности и на случай, когда ICI составляющей пренебречь нельзя.
Могу представить себе, что, поворачивая и фильтруя принятый сигнал итеративно в пространстве приёмных антенн и выхода эквалайзера, влияние ФШ можно подавить. При этом на каждом шаге решать задачу минимизации ошибки с допуском того, что либо ФШ на передатчике либо на приёмнике равен нулю. Но это уже что-то из разряда фантастики rolleyes.gif
Go to the top of the page
 
+Quote Post
des00
сообщение Apr 28 2016, 13:45
Сообщение #40


Вечный ламер
******

Группа: Модераторы
Сообщений: 7 248
Регистрация: 18-03-05
Из: Томск
Пользователь №: 3 453



Цитата(serjj @ Apr 28 2016, 21:29) *
Можно прийти к выводу, что даже для этого простейшего случая линейного решения нет, если тракты используют различные генераторы со своими значениями ФШ.

а еще если pRX11 == pRx22, т.е. двухканальный приемник и pTx11 != pTx22. И так куча народу делает sm.gif

Ну либо использование разнесенных качественных генераторов (так тоже народ делает).


--------------------
Go to the top of the page
 
+Quote Post
serjj
сообщение Apr 28 2016, 14:00
Сообщение #41


Знающий
****

Группа: Участник
Сообщений: 527
Регистрация: 4-06-14
Из: Санкт-Петербург
Пользователь №: 81 866



Цитата
а еще если pRX11 == pRx22, т.е. двухканальный приемник и pTx11 != pTx22. И так куча народу делает

Конечно, если хотя бы одна из компонент ФШ (tx или rx) скаляр а не матрица, то линейное решение есть. Спортивный интерес, когда все ФШ разные.
Кстати, как вариант, приведённую систему уравнений можно попробовать решить, если половину пилотов передавать как [x1 0], а другую - [0 x2].
Go to the top of the page
 
+Quote Post
des00
сообщение Apr 29 2016, 02:38
Сообщение #42


Вечный ламер
******

Группа: Модераторы
Сообщений: 7 248
Регистрация: 18-03-05
Из: Томск
Пользователь №: 3 453



Цитата(serjj @ Apr 28 2016, 21:00) *
Спортивный интерес, когда все ФШ разные.

Об этом сразу и сказал "вот сделать это на разных, дешевых, шумящих генераторах было бы круто". При постоянно падающей цене ПЛИС (меньше 100$ за чипы 200-300к плиток) использование дешевых фронтэндов может дать конкурентное преимущество sm.gif


--------------------
Go to the top of the page
 
+Quote Post
Ivan55
сообщение Jun 22 2016, 08:54
Сообщение #43


Местный
***

Группа: Участник
Сообщений: 212
Регистрация: 17-01-12
Пользователь №: 69 640



Добрый день!

возвращаясь к данной теме возник интересный вопрос
обычно в литературе параметры фазовых шумов приводятся в следующем виде:
Phase noise at ± 20 Hz: -80 dBc/Hz
Phase noise at ± 20 kHz: -130 dBc/Hz

т.е. уровень фазовых шумов при отстройке

в статье Прикрепленный файл  pollet1995.pdf ( 251.9 килобайт ) Кол-во скачиваний: 112
есть формула (8) расчета ухудшения ОСШ
которая зависит только от ширины линии генератора бэта

как эта бэта связана к примеру с этими параметрами ± 20 Hz: -80 dBc/Hz; ± 20 kHz: -130 dBc/Hz

может кто подсказать?
Go to the top of the page
 
+Quote Post
serjj
сообщение Jun 23 2016, 17:04
Сообщение #44


Знающий
****

Группа: Участник
Сообщений: 527
Регистрация: 4-06-14
Из: Санкт-Петербург
Пользователь №: 81 866



Имеется в виду ширина спектра генератора по уровню -3 дБ. Видимо подразумевают, что маска спектра генератора описывается строгой математической формулой независимо от отстройки, по которой, зная ширину по -3 дБ можно посчитать уровень ФШ при произвольной отстройке, т.е. получить профиль ФШ.
Но ИМХО лучше глянуть статьи по-свежее, у analog devices например спектр ФШ разбивают на зоны, в каждой из которых спектральная плотность описывается своим законом. Я к тому, что реальный спектр генератора не всегда подходит под математическую абстракцию.
Для OFDM кстати полезно получить значения профиля ФШ на отстройках кратных расстоянию между поднесущими. Эти значения можно пересчитать в деградацию ФШ. Возможно это более информативно чем ширина по -3 дБ.
Go to the top of the page
 
+Quote Post
Ivan55
сообщение Jul 22 2016, 12:01
Сообщение #45


Местный
***

Группа: Участник
Сообщений: 212
Регистрация: 17-01-12
Пользователь №: 69 640



Добрый день всем!

Возвращаясь к данной теме rolleyes.gif
Взял я вот такой генератор TX5-504HL5
Профиль фазового шума у него вот такой:
-80 дБн/Гц на 10 Гц
-125 дБн/Гц на 100 Гц
-145 дБн/Гц на 1 кГц
-148 дБн/Гц на 10 кГц
-150 дБн/Гц на 100 кГц

замоделил OFDM КАМ-16 при ОСШ = 20 дБ и получилось что фазовые шумы снизили ОСШ приблизительно всего на 5*10-5 дБ
получается что проблемы у OFDM с фазовыми шумами нет? иначе это должен быть ну ооочень плохой генератор чтоб они возникли
проверил на модели результат такойже

Для чего тогда эта куча статей по фазовым шумам OFDM? 05.gif
Go to the top of the page
 
+Quote Post

5 страниц V  < 1 2 3 4 5 >
Reply to this topicStart new topic
1 чел. читают эту тему (гостей: 1, скрытых пользователей: 0)
Пользователей: 0

 


RSS Текстовая версия Сейчас: 12th August 2025 - 16:19
Рейтинг@Mail.ru


Страница сгенерированна за 0.01443 секунд с 7
ELECTRONIX ©2004-2016