Нашел только график SNR от тактовой. От 120 МГц до 210 МГц SNR не меняется - это означает, что интегральная мощность шума также не меняется, но с учетом того, что полоса Найквиста растет (пределы интегрирования от 0 до Fдискр/2), спектральная плотность мощности шума падает. Выигрыш начинается там, где падение SNR становится меньше 3 дБ на октаву.

Там есть рисунок 5, на котором графики SFDR от fout для разных тактовых частот. Там хорошо видно, что на 210MSPS идет явный проигрыш в низкочастотной области - возможно Геннадий имел ввиду эту картинку. Но там же видно, что выше 20МГц разницы уже практически нет.

Если рассматривать мой случай, когда фиксирована не выходная частота, а отношение fclk/fout, то возможно на меньшей тактовой спуры и действительно выйдут немного меньше. Особенно если учесть двухслойную плату и примитивную технологию ее изготовления с некоторыми существенными ограничениями.


Спасибо! Попробую-поэкспериментирую когда сделаю полный вариант синтезатора (вместе с ДДСом).

Как из уровня SFDR понять, максимум определяется гармониками или ПСС? В полосе частот 0-100 МГц будет меньше спуров при тактовой 400 МГц или 2500 МГц ? На том основании, что наибольший уровень имеют комбинационные составляющие в фиксированной полосе, уровень ПСС будет там меньше, где больше отношение Fclk/Fout, как было сказано. Соотношения, как для смесителя.

Я просто сделал предположение о чем говорил Геннадий. Как по мне, то оценивать какие-либо зависимости уровней ПСС по данным на TxDAC рассуждая о DDSе наверное само по себе уже не правильно. Ведь кроме спуров от ЦАПа у DDS будут еще и свои собственные.


Это понятно и вопросов не вызывает. Но у меня ситуация несколько иная - применительно к моему случаю вопрос звучит так: как изменится уровень негармонических ПСС при изменении Fclk и постоянном соотношении Fclk/Fout? Например, уменьшили Fclk c 400МГц на 200МГц, соотношение осталось таким же как и было, скажем 6.5. Я предполагаю, что уровень ПСС во втором случае должен быть не выше, чем в первом.

Сообщение отредактировал Шаманъ - Jun 27 2016, 18:38

Шаманъ, при постоянном соотношении Fclk/Fout те паразитные сигналы, что определяются математикой, останутся без измсенений. Уменьшение Fclk (и увеличение выходного тока) уменьшит те, что возникают на неидеальностях ЦАП. Я это имел в виду.

+1
Даже больше, без привязки к конкретным DDS, архитектуре синтезатора и частотному плану спор теряет смысл.
А если брать за основу TxDAC, до надо сразу определиться, какие методы снижения спуров будут применены.

Это понятно.

Уменьшение Fclk возможно, про ток, наверное Вы имели ввиду уменьшение (на это и в датащите есть намек). Возможно уменьшение Fclk уменьшит проникновение мусора из цифровой части. Ладно, проверить так ли это достоверно мне всеравно не удастся.

Еще один вопрос, на этот раз выходному фильтру ДДСа - кто-нибудь проверял влияние фильтра на выходе ДДСа на уровень спуров? Конкретизирую вопрос:
1. Обычный ФНЧ vs. "неотражающий" фильтр? По идее во втором случае должно быть лучше, но есть ли эффект в реальности?
2. Обычный ФНЧ vs. узкополосный (относительно) полосовой фильтр? Например, меня интересует диапазон частот только от 16 до 33МГц.

Определенное влияние есть, в какой степени предстоит еще исследовать. По всем признакам, основным источником самых "злобных" спуров являются глитчи в момент переключения. Найду как-нибудь время и съезжу в лабораторию Кисайта, чтобы посмотреть на выход ЦАП вооруженным стробоскопическим взглядом. Спектроанализатор не дает реального представления о физических процессах. Из этого следует:


С импульсными процессами желательно работать максимально безотражательно, также как с ДНЗ. Один из примеров - эвалбоард на LTC2000A - использовали аттенюатор по выходу. Но мне кажется это немного избыточным решением, лишней перестраховкой. Более оптимально - безотражательный ФНЧ + усилитель (рядом с выходом), и потом уже спокойно фильтровать узкополосным фильтром. Как ранее и говорил, выход ЦАП аналогичен смесителю, поэтому рекомендации взаимозаменяемы.

Вспомнил один интересный пример, о важности согласования выхода ЦАП с точки зрения спур:

Understanding and designing wideband output networks for high speed D/A converters

В примере использованы 3 варианта согласования, с 3-мя различными балунами. По симметрии амплитуды и фазы все варианты примерно одинаковы, основное отличие в том, что во 2-ом варианте возвратные потери в рабочей полосе составляют около -13 дБ, против -20...-30 дБ для 1-го и 3-го вариантов, что сказалось на падении SFDR на 10-15 дБ (рис. 4). Формально согласования хватает только в рабочей полосе частот, но балуны использованы широкополосные и не на 100% отражают алиесные частоты и комбинационные составляющие (нагрузкой, полагаю, является прибор с согласованным входом в широкой полосе).

Это из чего следует? или это результаты ваших расчетов?

Цифры взяты из параметров S11/S22 соответвующих балунов. С учетом реального выходного сопротивления ЦАП и нагрузки, цифры будут немного другие, но не сильно больше или меньше. Выходное сопротивление ЦАП, особенно на низких частотах, в той схеме определяется резисторами R3=R4=50 Ом, и дополнительные резисторы R1=R2=100 Ом, не сильно меняют эту величину. Но согласен, мои выводы немного преждевременны, с точки зрения ЦАП бОльшее значение играет соотношение активной к реактивной составляющей нагрузки. Впрочем, результаты моделирования показывают, что во втором случае реактивная составляющая дает наибольший вклад.

Мне пример мало что прояснил (кроме того, что согласование влияет на SFDR ). Сейчас задумался о фильтре - в зависимости от топологии у нас может быть три варианта поведения фильтра за полосой:
1. |Z| около 50Ом - безотражательные фильтры.
2. |Z|<<50Ом
3. |Z|>>50Ом

Первый случай особенный - оставим его пока. Чаще всего (точнее везде) вижу ФНЧ на выходе DDSов построенные по топологии при которой выходит второй случай. И тут возникает вопрос: какой вариант лучше - второй или третий? С точки зрения согласования (если учесть наличие резисторов параллельных выходам ЦАПа) третий вариант даст меньшее рассогласование за полосой, но повлияет ли это положительно на SFDR (тут у меня есть два предположения - согласно первому SFDR уменьшится, согласно второму - увеличится )?

Попутно еще один вопрос - а насколько хороший должен быть фильтр (в плане подавления за полосой) на выходе ДДСа, если сигнал с выхода фильтра идет на усилитель ограничитель и потом на ФД петли ФАПЧ? С одной стороны ФАПЧ это узкополосный ПФ по отношению к опорному сигналу, а с другой неотфильтрованные палки в спектре ДДСа после прохождения усилителя ограничителя дадут ИМД продукты, которые могут попасть в полосу ФАПЧ. Но если со смесителем куда попадут палки можно просчитать, то с ДДСом похоже все будет малопредсказуемо.

Ах, как удачно у меня оказались под рукой 4,7 В BZX84J. При токе 30 мА нулевой ТКН и напряжение ровно 5 В. Запитал стабилитрончик от ADP7104ACPZ-9.0 и буферизовал его повторителем на ADA4897-1ARJZ. Дал нагрузку в 20 мА и получил такие шумы.
Подавление шумов источника у стабилитрона где-то 20 дБ. Встроенный источник E5052B имеет характерную полку между 1 и 10 Гц уровнем 1 мкВ/Гц. Когда давал с него напряжение видел те же яйца уровнем уже 100 нВ/Гц. У ADP7104 полки нет, но на 1 Гц шумит почти 1 мкВ, так что есть основания полагать, что шумы продавливаемы.

Класс Я сам всё время ловил себя на мысли, что вся эта "супермалошумящая" лабуда, включая HMC1060, слишком сильно шумит, особенно в этой части спектра.

Туда мало, кто смотрит. Ну извращенцы, типа меня, иногда...