Пмсм, всё зависит от того, как получен опорный сигнал.
Если это прямое умножение снизу, например, со 100 МГц, то естественно, напрямую 1 ГГц.
Если это заФАПЧованный CRO или SAW, то включаем встроенный делитель частоты.
Встроенную ФАПЧ вообще лучше не использовать, если требуются наилучшие характеристики.
На счёт деленя на 2, то всё зависит от делителя.

При прямом включении или делении - синус, пмсм. Несинус через балун или трасформатор может "не пролезть"
Для фильтрации гармоник OCXO или TCXO достаточно поставить маленький LFCN на нужную частоту среза.
Но даже если этого не делать, то думаю, что ничего страшного не случится. Лишь бы гармоники были в пределах меандра.

А на словах как примерно должен быть сделан опорник для AD9910. C учетом что делаться будет с нуля.
Видел в интернете схемы где просто кристалл, на нем делали с транзисторов генератор, далее умножение. В чем преимущество такой схемы не знаю и вообще оно есть ?
Смотрел виды генераторов на кварце ocxo, tcxo, в основном все HCMOS (это вроде нечто прямоугольных импульсов) можно ли их использовать ? при схеме с умножением

Да, моделирую, когда еду с работы домой и в пробке стою . Шутка, конечно. На самом деле серьёзно пока этим не занимался, всё чисто на интуитивном уровне. Вообще, у меня прямой аналоговый синтез на AD9910 пока лучше выходит (проще, дешевле, меньше потребление, всё про всё уже хорошо известно). Но DDS выглядит перспективнее, поэтому интересно, что можно с него выжать сейчас и потом.


Неправильно выразился. Да, увеличение кол-ва отсчетов, что выглядит, как “расширение полосы.”




Стоит согласиться, что вариант с переключателем, наверное, лучше. Помимо вышесказанного позволяет уменьшить влияние многих неприятных вещей, плохо поддающихся калибровке (glitches, settling time и т.д.). И, по-моему, 3 дБ снижение шума (сложение некоррелированных источников) все равно сохраняется. Единственное, переключатель должен быть “достаточно хороший” (чтобы все не испортить своей нелинейностью, те же glitches, settling time и т.д.).

Перерисовываю схему, точнее две схемы – одна с JESD, другая с параллельным LVDS. Во втором случае не нужны скоростные трансиверы – проще ПЛИС, меньше потребление.





Жаль. Интересная идея с тремя ЦАП. Только, что и как калибровать? Сразу напрашивается мысль - сигнал с “отдыхающего” ЦАП подать на аналоговый вычитатель (вместе с одним “рабочим”) и добавлять/отнимать биты по минимуму разностного сигнала. Через несколько циклов должны проявиться результаты такой динамической калибровки.


Это если чередовать большое кол-во “опилочных” ЦАП? Сколько и каких? Может, например, 12-битные EV12DS460A на 6 ГГц? Интересно может получиться.

Продолжим дискуссию по следующим вопросам:

1. Калибровка ЦАП.
2. Какое кол-во и какие ЦАП (AD9739A, LTС2000, EV12DS460A) имеет смысл чередовать?



Итак, что будем калибровать?

LPF лучше расположить после ключа, один, иначе придётся ЧХ фильтров калибровать.
Допустим частотных искажений нет, калибровать разность фаз клоков ЦАПов, аналоговые задержки и коэффициенты передачи по разным путям, в цифре добавлять специальный известный низкочастотный шумовой сигнал вне рабочей полосы, с выхода ключа обратная связь через АЦП обратно в FPGA, все подстройки в цифре.

Я уже сказал — речь тогда шла о новой схемотехнике ИС, не о пользовании чего-либо существующего. ПЛИС же, как инструмент рядовых пользователей,— слишком ограниченный ресурс для решения аналого-цифровых задач.

Если в двух словах, что требуется, то повторю — для полностью статичной, т.е. токовой схемотехники, ключевым параметром является её неидеальность, т.е. зависимость от напряжений, что выражается во времени установления — его требуется знать, т.е. измерить максимум, для любой задачи по увеличению качества таких ЦАП.

Если задача в увеличении разрядности, то она решается взвешиванием с перекрытием, т.е. ЦАП младше суммируется с коэффициентом порядка 3:1, и, в случае токовых ЦАП, поскольку опорный ток у них практически не регулируется, масштабирование тока влечёт либо потерю статичности, если делать трансформатором, либо потерю быстродействия, если преобразованием в напряжение и обратно.

Получившееся итоговое время установления требуется заново измерить, после чего станет известно требуемое число таких ЦАП для данной тактовой.

Калибровка чередования 2+1 состоит в измерении полной шкалы (избыточной, т.е. прогон всех кодов обоих ЦАП) посредством АЦП с превосходящим разрешением и требуемой линейностью, её приведении поиском ближайших значений и составлении таблицы преобразования. Чтобы не терять быстродействия, АЦП логичнее также собрать взвешенный и калибровать его более медленным.

Калибровка чередующих ключей возможна лишь начиная с чередования 2+2 и может быть только параметрической, т.е. на основе воспроизводимой стереотипности, включая переключение с возратом к нулю, и состоит в измерении вносимой чередованием, на данной тактовой, погрешности и корректировке таблицы преобразования.

Поскольку калибровка всё сводит к единственному опорному АЦП, который может быть вплоть до двухстадийным интегратором, требования ко всей схемотехнике сводятся к практическому нулю, т.е. опилкам.

Хороший вопрос. На картинке представлены различные виды нелинейностей ЦАП, но все они измеряются в статике. А насколько сильно будет отличаться картинка в динамике? Не появятся ли ошибки другого рода? Связаны ли они с сегментацией ЦАП? Если да, то каким образом и насколько? Если ли зависимость тока на выходе ЦАП от предыдущего состояния? Мне всегда было интересно, почему большинство методик линеаризации построены на гипотезах?

Статика – первое, что приходит в голову (вообще, сначала я пытаюсь что-то изобразить сам, потом уже читаю, собираю информацию, а потом опять сам и т.д. – иначе голова не заработает). Следуя такой логике, рисую такую картинку калибровки:



Берем относительно низкочастотный, “ну очень хороший АЦП.” Проходим каждую точку LUT на относительно низкой частоте. Сравниваем управляющий и измеренный код. Находим разницу и заносим во вторую LUT CAL (нарисовал для простоты восприятия, потом уйдет) пока не получим “идеальные” отсчеты. Таким образом убираем нелинейности ЦАП, ключа, а также разницу ЧХ каналов. Но всё это в статике.


Хорошие вопросы. Ну а Ваше мнение? А что, если не заморачиваться на причинах, а найти критерий калибровки, который будет всё это устранять? Например, калиброваться по минимуму какого-то спура?


Ну а так всегда и происходит. Сначала гипотеза, а потом проверка (либо экспериментом, либо моделированием, либо просто прочтением литературы, где это всё уже возможно описано). Что порекомендуете?


А как насчет нелинейности самого ключа? Я думал, что если убрать ВЧ составляющие, то меньше вероятность генерации комбинационных составляющих в ключе. И, кстати, ключ всё равно придется калибровать, т.к. ЧХ его каналов могут отличаться. Или нет?


Хорошо, добавили шум. Что будет являться критерием калибровки в этом случае?


Каким образом (что подстраивать)? Сразу напрашивается линия задержки, ещё ЦАП – в общем, муть полная. А что, если не подстраивать разность фаз до скольких-то там градусов, а подстраивать амплитуду отсчета (т.е. берем отсчет не строго в “нужной” точке, но главное с “нужной” амплитудой). Вы об этом?

Утверждать не могу, но на модели по статическим данным (DNL, INL) уровень спур получается ниже реальных. "Мытарства" с поиском алгоритмов калибровки в динамике могут ни к чему хорошему не привести. Остро стоит вопрос со смесительными спурами, как самыми большими, а для них все известные методы линеаризации/калибровки малоэффективны или плохо повторяемы, что косвенным образом говорит о другом механизме образования, эффекте "памяти".


Измерять, стробоскопом например, относительную точность можно хорошую получить.

Не обязательно АЦП должен быть ну очень хорошим для исправления каких-то типов искажений, алгоритм калибровки может быть не чувствителен к искажениям АЦП или другого демодулятора.



Противоречие с низкочастотным АЦП.



DNL и монотонность дизеринг линеаризует.



Незнаю, но фильтры по-любому будут сильно не одинаковые и всё испортят.



У меня нет готового алгоритма, но что-то такое должно существовать, как например калибровка разбаланса квадратурных модуляторов-демодуляторов, в чём-то похожая штука.




Разумеется в цифре подстраивать нужный отсчёт, а не управлять фазами клоков.

А насколько они важны эти динамические нелинейности при интерливном включении? Может вообще их не трогать (ну или статику чуть подправить), а спуры вытаскивать силовым методом (oversampling), чередуя 2, 4, 8 (сколько-?) ЦАП? И всё что надо сделать – подсбалансировать немного ЦАПы относительно друг друга. Может как раз только лишь статикой и на этом ограничиться?

Если вообще с нуля, то это слишком сложно для 1 ГГц. Проще подсмотреть, как делают опоры Magic Xtal на 250 или 200 МГц. Только где - не знаю.
Скорее нет, чем есть. У NEL опора получается довольно грязная, приходится чистить узкополосным кварцем.
При этом термостабильность заметно ниже, чем у более дешёвых и доступных опор на 100 МГц, которые и чистить не надо, если не обертоновые.

Присоединяюсь , это нужно использовать , примерно как Вы говорили : небольшой низкочастотный шумчик полезен окажется


DNL меньше влияет на спуры чем глитчи переходных процессов в ЦАПе, имхо. Есть некоторые основания полагать, что использование свичей(свича) для очистки от глитчей ЦАП благоприятно скажется на уровне спур даже при одиночном ЦАП. Собственные глитчи свичей ( из-за вносимого заряда из цепей управления в сигнальную) не должны по идее образовывать спуры, т.к. они сопровождают отсчеты каждый период Fs и формируют простую "палку" на частоте Fs (2Fs и тд)
Касательно "подсбалансировать ЦАПы" между собой . Это может быть актуальным в задачах ЦА-преобразования некоторого широкополосного сигнала, где каждый (!) отсчет принципиально важен во взаимосвязи с соседними . Для задач синтеза узкополосной "несущей" неважно - складываете ли вы две совершенно одинаковые синусоиды или эти две синусоиды "немножно, процентов на 10 ) " различаются по амплитудам (но не по фазам) . Сложение непрерывных синусоид ни чем не отличается от сложения дискретизированных копий оных с точки зрения арифмометра . Поэтому , воот.


мсм: INL можно оставить , по идее калибровка исправит лишь гармоники синтезируемой частоты, которые фильтруем по-любому.
смещение "0" - не калибруем, " : т.к. на скорость не влияет" как говорят гонщики
гэйн и прочие концы шкал - не калибруем .

Остается DNL и "немонотонность" , которые , при большом отношении Fs/Fout, в спурах опускаются ниже некоторой целевой границы. Что толку их калибровать? задушить шумком по совету Петрова да и дело с концом.

Сообщение отредактировал тау - Nov 23 2016, 11:29

Небольшое замечание. Если вдруг в Вашем плане предусмотрено последующее умножение такого синтезатора, то в пункте 1 требование должно быть -120 дБн макс. Для понимания показываю как спуры в -100дБ на 1ГГц выглядят после умножения на 10 ГГц.



Об этом я бы послушал поподробнее. Но для начала посоветовал бы посмотреть AD9910 (как и любой другой DDS) на приличном анализаторе (который дает динамику от 130дБ и выше).

Уточните, какую именно "динамику", при каких условиях измерения?
P. S.
Скрин экрана Agilent, у вас же есть собственная разработка анализатора спектра.

Сообщение отредактировал vhk - Nov 23 2016, 18:15

Односигнальную (от максимума сигнала до шумов в минимальной полосе ПЧ). Если вы проводите измерение (предположим) в полосе ПЧ 1кГц, то 100дБ с выхода DDS, свободных от ПСС, еще не есть повод радостно потирать руки. Плотная щетина спуров высокого порядка может лежать под шумами на уровне -110дБ...-120 дБ и, соответственно, сильно огорчить при умножении. Если предполагается начинать умножение дэдээсины с Fclk "делить на большой N" (например, с частот до 100МГц Fout) то закладываться нужно вообще на -140дБ SFDR, чтобы сохранить лицо на 10 гигах. Именно поэтому актуальна апконверсия и деление, а в особенности, качественная фильтрация на СВЧ при сохранении удобоваримого формфактора фильтров. То есть использование всяких BFCN, LFCN и прочих деталек из разряда "дешево и сердито" IMHO не покатит.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Nov 23 2016, 18:46