Приветствую!
Не подскажите не пробегала ли мимо следующая книга.
Frequency Synthesizers: Concept to Product
Alexander Chenakin, Phase Matrix, Inc.
ISBN 978-1-59693-230-2
Хотелось бы на нее взглянуть поближе.

Не очевидно, что путь с калибровкой бесперспективный.

Вопрос по поводу ЦАП для прямого синтеза. Кто-нибудь встречал топологию кристалла ЦАП с использованием методов распределенного усиления? Т.е когда размер структуры и задержки в ней становится соизмеримы с периодом ВЧ колебаний. Если проектировать с учетом задержек то получим топологию кристалла на одну заданную тактовую частоту. А если с автоподстройкой- то сильные шумы. Может кто подскажет литературу по этой теме, желательно для кристаллов с непроводящими подложками, кода разводка топологии ведется копланарными линиями с воздушными мостиками.
Ну и структуру цифрового генератора синуса тоже желательно скрестить со стуркутрой ЦАП, т.к внешний вход цифровых данных точно не потянем на таких частотах.
Есть желание и возможность попробовать пустить в производство такой чип, но знаний не хватает.

Возможно, что и неправ, но кажется, что приближаемся к идее PDS. Там количество фаз в принципе неограниченно, чем больше, тем лучше. Результат моделирования с 32 фазами представлен на картинке. При этом неточность одного KR-сегмента ЦАП составляет 0,4%, что соответствует 0,1% среднеквадратической неточности при нормальном законе её распределения по разрядам с дисперсией +/-0,3%. В DSM-блоке включены 2 аккумулятора (MASH-3), и управляющий код равен R=010000,01000000000001 (1/64 IBS). Видно, что помехи дробности в полосе прозрачности ФАПЧ ничтожно малы. Всякие другие помехи уменьшаются за счёт некогерентного сложения сигналов в соответствии с известной формулой.

Следует также отметить, что в простейшем виде, в синтезаторах с целочисленными коэффициентами деления, идею расщепления фаз используют для снижения уровня шумов за счёт повышения частоты сравнения и некогерентного сложения шумов [1]. Небезынтересно также заметить, что в таком виде идея даже запатентована как новая [2] без ссылки на первоисточники [3; 4], где она значительно ранее заявлена в обобщённом виде, а позже развита в работах [5 - 8].

1. Fujitsu News, 8 October 2013, Fujitsu Develops Low-Noise Signal-Generating Circuit Technology for Automotive Radar and Other Transceivers - http://www.fujitsu.com/global/news/pr/arch...tml#scrollTop=0

2. Jen-Chung Chang et al, Phase Locked Loop with Shifted Input, US Patent 7,636,018, 22.12.2009.

3. Козлов В.И., Патент России № 2003227, Синтезатор частоты, приоритет 30.05.1991.

4. Koslov V.I., Digital PLL Frequency Synthesizer, US Patent 5,748,043, 05.05.1998, PCT Filed May 03, 1994, PCT/US94/04880.

5. Варфоломеев Г.Ф. и Козлов В.И. Синтезатор частоты для аппаратуры радиосвязи пятого поколения, Техника радиосвязи, Вып. 2, 1995.

6. Vitaly Koslov, A New Concept in Frequency Synthesis, Microwave Product Digest, Oct 2010.

7. Vitaly Koslov, A Low Cost PLL Frequency Synthesizer with Fine Frequency Resolution, Microwave Product Digest, Feb 2011.

8. Alexander Chenakin, Looking Beyond the Basics, Microwave Journal, April 2014.

Сообщение отредактировал Vitaly_K - Dec 1 2016, 17:07

Мне казалось, что второй ЦАП (interleaving) как раз и нужен, чтобы подавлять образы (см. прил.). А как “душить в зародыше” нежелательные спуры?

 Data_Interleaving.pdf ( 1.08 мегабайт ) Кол-во скачиваний: 66



Хорошо. Калибровать статику не будем.



Тут вопрос, что калибровать. Статические параметры не подходят, динамические – это вообще вещь в себе. Какой критерий калибровки? А может не заморачиваться нахождением каких-то непонятных динамических нелинейностей, а бороться непосредственно с их проявлением? Ведь что вообще в конечном итоге требуется – уменьшить спуры. Так может минимум спуров и выбрать в качестве критерия калибровки?

Это можно попробовать сделать так. Намеренно генерируем большой спур, устанавливая выходную частоту ближе к Fclock/2, чтобы выловить спур наибольшей амплитуды (1x2 или 1x3). Далее сигнал подаем на фильтр ПАВ (точнее цепочку фильтров), который выделит этот спур (вообще-то, нам надо придавить основной тон, но готовый BPF на ПАВ легче найти чем режекторный). Далее усиливаем и на детектор. А теперь будем вносить предискажения (поправочные коэффициенты) в LUT, чтобы добиться минимума сигнала на выходе детектора. Сначала это можно сделать для каждого канала по отдельности, а потом в режиме интерлива выровнять амплитуды и фазы (опять же амплитудой отсчетов) каналов.




Какие будут соображения на этот счет?

Сообщение отредактировал Chenakin - Dec 2 2016, 23:28

Шуточное определение идеи введения контролируемого случайного джиттера опоры,
сопровождающегося соответствующей корректировкой данных, передаваемых на ЦАП.
Как-то подсознательно вспомнилась "полная и безоговорочная капитуляция" Левитана.
Наверное потому, что у меня эта идея ассоциируется с революцией и победой в DDS.

А будет ли это работать на любой частоте диапазона перестройки DDS?
И есть ли уверенность, что это будет работать достаточно эффективно?
Я как-то даже не могу представить алгоритм подавления этого спура.
Непонятен сам принцип введения предыскажений (поправочных коэффициентов).

В первом случае, что я описАл, мне, например, всё понятно:
1. ГСЧ сформировал задержку фронта тактирования ЦАП.
2. Мы знаем, в какой точке синуса находились в последний раз и знаем новую точку.
3. На основании рассчитанной фазы вводим поправку относительно фазы без задержки.

А тут как? Что и в какой последовательности править, а что оставить без изменений?

здесь нет подавления образов (имхо) . На том месте частотной оси где раньше ( до интерлива) была 2-я зона произошло расширение первой зоны . 3-я зона перешла во вторую . Образа стало возможно сформировать на месте прежней 2-й и 3-й зон и наблюдаемого "подавления" полезного образа не будет. Просто зоны стали шире. Меня можно упрекнуть в том что я не вижу "суслика" (недодушенные образы) там , где он (они) есть или могут быть при несбалансированных цапах в интерливе. Да, грешен.

к сожалению, идеальный цап требуется. ( абсолютно бесполезный ответ , хотя и верный , как в анекдоте про программиста. )

а почему не применить модификацию таблицы корректировок лута минимизацией суммарной энергии спектральных компонент в некоторой полосе отстроек -f...+f после переноса в 0 в квадратурах несущей с одного цапа по отношению к несущей другого, перемножив их, отвязать от DC , усилить при необходимости по АС, далее АЦП -> FFT. Изобрести эффективную реализацию метода, на основе знания о том, что известно количество сегментов сегментированного цапа. Наприм. работаем вначале грубо по сегментам а лучше по парам смежных сегментов ( синус формируем внутри 1-го или 2-х сегментов ЦАП ) , изменяя "наклон" сегментов пусть даже и путем прямого перебора коэффициентов наклона "сегмента" в разумных рамках. Кроме наклона можно варьировать оффсет сегмента.

Сообщение отредактировал тау - Dec 5 2016, 09:32

Что-то мы по кругу уже начинаем ходить, разумеется речь не о калибровке DNL и INL, которые присутствуют и в обычном ЦАП без интерлива, отбрасываем их, мы хотим получить более широкоплосный ЦАП интерливом. Как минимум необходимо устранить спуры(образы) которые получаются из-за несбалансированности по задержкам и коэффициентам передачи на нулевой частоте, это можно сделать по обратной связи с низкочастотного АЦП по известному шумовому сигналу, автоматически, непрерывно. Достаточно ли этого? Нужно посмотреть на практике, разумеется нужно не вносить рукотворных частотных искажений, использовать идентичные ЦАП, симметричный ключ, идеальная симметричная разводка печатной платы. Калибровка по высокочастотному сигналу уже гораздо сложнее, простых АЦП таких нет, нужен какой-нибудь квадратурный демодулятор, также синус плохой сигнал для калибровки, так как близкий по частоте к образу спур вызванный другими причинами может приводить к неправильной калибровке. Использование другого сигнала для калибровки приводит к неработоспособности синтезатора на время клибровки, нужно синхронизировать момент калибровки с остальными узлами изделия.

Очевидно, Вы чего-то недопонимаете. Калибровка в чередовании, исходя из своего названия, т.е. что нечто одинаковое постоянно, во время штатной работы, и максимально быстро меняется местами, и таким образом исправляет всё, включая обнуление температурных дрейфов. Почему бы не припомнить хотя бы автообнуляемые ОУ.


Об этом подробно сказано ранее. Повторю — однозначно безо всяких смесителей. Также странно, что Вы не процитировали, а значит, возможно даже не прочитали сказанное в моём последнем сообщении далее, т.е. про четырёхключевые ЦАП и добавку к старым ЦАП коммутатора в ноль, который, повторю, позволяет без последствий чередовать их для калибровки, и заодно значительно избавиться от их штатного шума установления и переключения — это то, что может дать чередование здешним участникам, а вообще, оно было упомянуто в связи с тем, что позволяет делать кристалл не за 100$, а на порядок дешевле, разрядностью и быстродействием поболее, и вообще, с выдающимися характеристиками, потому что исключает лазерную подгонку и прочие требования жёсткой схемотехники.

del.
( удалил флуд) .

Сообщение отредактировал тау - Dec 6 2016, 10:30

Пора начать подводить какие-то предварительные итоги на данном этапе:
1. Коммерчески доступные ДДС не позволяют (непосредственно, без дополнительных блоков подавления спур) достичь желаемых результатов (ПСС -100 дБн на 1 ГГц).
2. Реализация ДДС в виде ПЛИС+ЦАП позволяет (потенциально) снизить ПСС за счет разделения и оптимизации ресурсов (лучше EMI, наличие высокочастотных ЦАП и т.д.).
3. Современные ПЛИС (например, Kintex-7) позволяют создать полифазный NCO с весьма низким ПСС за счет использования больших LUT, Тейлоровской аппроксимации и dithering (если необходимо).
3. Слабое звено (с точки зрения минимизации ПСС) – ЦАП (смесительные спуры).
4. Представляется, что коммерчески доступные (на сегодняшний день) ЦАП не позволяют (непосредственно) достичь желаемых результатов ПСС.
5. ПСС могут быть снижены путем частотного планирования (изменение тактовой частоты, чтобы вынести наиболее весомые спуры за пределы выходного фильтра BPF). Другим способом является снижение выходной частоты по отношению к тактовой. При этом - согласно комментариям некоторых участников (rloc) - спуры уменьшаются быстрее, чем 20logN (по-видимому из-за резкого увеличения ошибок типа глитчей и т.д. на высоких выходных частотах). Это позволяет использовать данный метод для уменьшения нормированного значения ПСС (в пересчете на 1 ГГц). По-видимому, здесь существует какой-то оптимум (к тому же уменьшение выходной частоты требует введения дополнительных каскадов умножения и последующей фильтрации).
6. Одним из эффективных способов увеличения выходной частоты и/или снижения ПСС является чередование (interleaving) ЦАП (в простейшем случае двух). Это позволяет подавить некоторые смесительные спуры (образы) при надлежащей балансировке каналов ЦАП, снижает спуры переходных процессов (глитчи, время спада и нарастания – за счет того, что каждый канал имеет больше времени для установки амплитуды), а также снижает шумы (за счет некогерентного сложения шумов двух источников).
7. Дополнительная калибровка является желательной для минимизации ПСС. Представляется, что в простейшем варианте нелинейность отдельных ЦАП можно проигнорировать (или уменьшить, используя dithering), а калибровать (балансировать) следует амплитудные и временные расхождения каналов ЦАП.

Вроде ничего не забыл? Просьба поправить, если что не так.

Сообщение отредактировал Chenakin - Dec 13 2016, 05:52

https://en.wikipedia.org/wiki/Noise_shaping

Так это ж и есть PDS. В ПЛИС путём расщепления фаз создаются полифазные сигналы, которые можно передать на 2 переключаемых ЦАП, один из которых срабатывает от опоры, другой – от сигнала.

Сообщение отредактировал Vitaly_K - Dec 13 2016, 17:56

В дополнению к моему сообщению от 01.12.2016. Там на рисунке показан спектр фазовых шумов дробности в PDS. Что касается других шумов, то за счёт некогерентного сложения сигналов, они будут уменьшены, если не ошибаюсь, на 10 lg N, где N – количество расщеплённых фаз, то есть для приведенного примера с 32 фазами – на 15 dB.

Ну хорошо, пусть по шумам PDS я чего-то до сих пор не понимаю - а это именно то, что не учитывается ФНЧ, который обязательно должен быть на выходе ЦАП.
Если согласны с этим, то какое сравнение по скорости перестройки может выдержать PDS?
Если не согласны с этим, то докажите, что на выходе голого PDS ФНЧ не нужен.
Извините, но накипело...

А что накипело? Поясните, пожалуйста. ФНЧ, конечно, нужен. Но, судя по приведенной картинке спектра на выходе МЧФД, его полоса пропускания, ну, соответственно, и ФАПЧ могут быть 1 МГц и более. Это обеспечит скорость перестройки порядка 1 мкс и менее. А с чем сравнивать? С DDS? Да, он и в сам деле быстрый, но напрямую такую чистоту спектра в нём не получишь. Надо его пристраивать к какой-то более сложной структуре, где и появятся опять-таки те же ФНЧ. Не согласны? – приведите пример. Но, общем-то, и в самом деле накипело.