Чем больше каскадов, тем больше набегает шумов, но не это главное. Для быстродействия желательно уменьшать последовательную цепочку, в том числе ее физическую длину (задержку). Можно провести аналогию с ОУ - общая длина обратной связи с резистором составляет единицы миллиметров, а нелинейность из-за задержки проявляется уже на 10 МГц при полосе 1 ГГц (для примера, порядок цифр). Теоретически, если свести длину "воронки" в несколько единиц миллиметров, можно приблизиться по быстродействию к аналоговому фильтру, красиво? Но, практически, некоторые виды смесителей потеряли былую популярность, поэтому аккуратно отложим этот вариант на полочку.


И желательно не добавить шумов, как с аналоговыми аттенюаторами, бывают по структуре очень близки.


У ЧФД полоса захвата больше, петля с ФВ начнет работать раньше.


Удержание в 0 - это возврат к варианту QS, со схемой определения момента включения. Интуитивно, с ФВЧ - более правильный вариант (а может и единственный) и диапазон вращения фазы меньше (= дешевле).

я заметил что схема Полякова - Бобковича из статьи , приведенной AFK чуть выше, похожа на то что предложил А. Ченакин в п.2394. Та-же вторая петля "очистки" последовательно включенная после первой целочисленной, разница лишь в выборе частоты работы ФД второй петли (вверху или внизу)

Будет петля в петле.
будет совершена попытка уменьшить шум , приведенный ко входу ФД внутренней петли. Но существенно подавить не получится, потому что "петля в петле" и внутренняя целочисленная петля имеет полюс близко к своей границе справа , вторая (внешняя) петля на этом полюсе возбудится если не принять непопулярных мер. Но перенос полюса внутренней петли правее и создание условий устойчивости внешней петли приведут к недостаточной фильтрации спур на частоте сравнения - а уж они внешней петлей никак не подавятся .



диапазон регулировки фазы , имхо, должен выбираться исходя из абсолютного значения rms фазового шума в градусах после первой петли (умноженному на 3 , ибо ±3 сигма не забудем) Джиттер в rms считается исходя из левой и правой границы интегрирования. В качестве левой по частоте - то о чем сказал rloc в посте 2396 (ФВЧ 10гц например) , а в кач. правой - полоса петли второй ФАП.

скрифапч не нужен
в этой странной связи, вашему вниманию предлагается коррекционная схема неправильной фазы и неверной частоты )

Например , Фапч тянула но не дотянула до истинной частоты ±15 Гц - на выходах IQ будут эти ±15 Гц с нужным знаком , которые подмешаем в квадратурном модуляторе и получим искомое. То же и с фазой, то есть еённым шумом. В данном варианте квадратурный модулятор используется как универсальный фазовращатель на любое число градусов.
А далее, последовательно, можно поставить еще кондиционер ФШ , например как в посте 2394.

Забыл что речь идет о синтезе десятков гигагерц. Предложить нечего. STuW81300 где-то близко, но не дотягивает.


А что если немного переделать схему и всё-таки влезть с офсетом, будет ли такой вариант работать? (зелёным контуром обведена микросхема ФАПЧ, например max2871):

В целом согласен. Но… Вы же видели длину пути в КС? А несколько МГц вытягивает нормально. Не уверен, что нужно всё стягивать в точку. Пока у меня проблемы были банально из-за RC-номиналов, но не физ. размеров.


Здесь регулирующий элемент находится внутри петли ФАПЧ.


По-моему, это не принципиально (было бы даже лучше, если вторая петля начнет работать позже – на конечном временном участке, чтобы не гонять ФВ по полной программе).


Да, спасибо, AFK привел ссылку. Вообще сама по себе идея не нова в том или ином виде. Но раньше казалось несуразностью городить ещё одну петлю и притягивать за уши второй регулирующий элемент (зачем, если уже есть ГУН?). И только сейчас подобрались к тому моменту, что функции предустановки и собственно фазовой автоподстройки возможно лучше не совмещать.


Именно так. Но там прозвучал такой интересный момент – функцию фазовой подстройки (второй регулирующий элемент) выполнять на фиксированной (в узкой полосе) и низкой частоте. Интересно, можно ли это каким-то боком вытащить? Попутно навеяло вопрос (см. рис.). Замыкаем первый ГУН1 с помощью однопетлевой шумной ФАПЧ1. Второй регулирующий элемент – узкополосный, низкочастотный ГУН2 (например, CRO) – замыкаем малошумящей офсетной ФАПЧ2 (коррекция фазы и спуров). Арифметику пока оставим в покое (можно, например, работать на соседней гармонике). Вопрос (в принципе), можно ли убрать продукты миксера (боковую и LO) c помощью второй ФАПЧ? Или это уже полный бред?

 ___.pdf ( 10.36 килобайт ) Кол-во скачиваний: 67


--------------
Смотрю, пока писал ещё два поста добавилось, комментарии устаревают на ходу. Хорошенько так идёт

Сообщение отредактировал Chenakin - Mar 28 2017, 22:18

Это будет простая однопетлевая схема с делителями в петле и ростом фазового шума в 20log от максимального кэфа деления. Большинство чипсетов со встроенными ГУНами имеют этот недостаток.


Вот эта схема мне нравится, пожалуй, даже больше первоначального варианта от Александра. Тем более, если учесть, что "верхняя" пара миксеров (по выходу VCO) на схеме это, в действительности, может быть одна квадратурная микросхема (например, MLIQ0218 от Марки) с небольшой обвязкой в виде внешнего гибрида 0/90 по I/Q портам. А нижнюю пару, вероятно, можно представить какой-нибудь ADLкой (типа ADL3857). Не будем забывать, что схема частотно-кратного синтеза предполагает "первую" гармонику на входах ФД (выходе делителя R и IF выходе офсетной гирлянды), то есть низкую частоту по RF/LO квадратурного демодулятора.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Mar 29 2017, 08:09

Я когда- то нечто подобное городил на ADL5385 и ADL5386 ( квадратурных модуляторах). Очень забавный спектр ФШ в таких схемах получается, ассиметричный относительно основного тона. Прийдется брендам всю измериловку ФШ переделывать, если такие блок-схемы войдут в жизнь.

Не согласен. Получается эквивалент первоначальной схемы. Только в выражении для выходной частоты множитель переходит в знаменатель.
Было: Fout = Fref_high*(1+ (1/R)+(1/D))
Стало: Fout = Fref_high/(1+ (1/N)+(1/D))



Сообщение отредактировал AFK - Mar 29 2017, 08:56

Боюсь, Вы заблуждаетесь. Обратите внимание, что на первом рисунке все делители находятся ВНЕ ПЕТЛИ. А в Вашем варианте все делители внутри. Поэтому у Вас будет 20log N от максимального кэфа деления.

Далее: что значит "эквивалент первоначальной схемы"? Эквивалент должен подразумевать, что существуют такие R и D в первом случае, и такие N и D во втором случае, что при одинаковых Fref_high мы получим одну и ту же Fout?
То есть Fref_high*(1+ (1/R)+(1/D))=Fref_high/(1+ (1/N)+(1/D))?
Смотрим: если Fref_high одно и то же, то
1+ (1/R)+(1/D)=1/(1+ (1/N)+(1/D)), что означает, что число больше 1 равно числу меньше 1. Противоречие?


Правильная формула запатентованной офсетной схемы Александра такая:
Fvco = Fref_high*(C1/D1 + C2/D2 ... + 1/R), где
Fref_high/R - это первая гармоника, она же частота сравнения,
С1,С2 - умножители
D1,D2 - делители
Все делители (D1, D2, R) стоят за петлей.
"Умножитель" в данном случае "арифметическое" понятие. По реализации необязательно (ну про это перетирали много раз).

Для иллюстрации приведу пример (частоты беру "от балды", не из плана КС). Допустим имею Fref_high 6400 МГц. Как мне синтезировать, допустим, 9900 МГц? Ставим ГУН грязной петлей на эту частоту. Потом 6400 делим на 2, берем 3-ю гармонику, смешиваем с 9900, затем берем ПЧ и смешиваем с 6400/32 (или как вариант с 6400/16), а затем перезахватываем ГУН через частоту сравнения 100 МГц. 9900=6400*(3/2+1/32+1/64) или 9900=6400*(3/2+1/16-1/64). Просто и красиво. Особенно красиво в варианте даунконвертора (другими, словами в косвенном синтезе). С апконвертором (синтезом прямым) возни уже больше, но тоже увлекательно.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Mar 29 2017, 21:09

О продуктах. Как и обещал показать. Первый образец. На источнике показано потребление. В принципе, можно и в 2.0 втыкать.

Сообщение отредактировал Dr.Drew - Mar 29 2017, 10:46

Я подобную схему использую у себя (помните с пол-года назад писал про нее в том числе) и позволю не согласиться:




Так вот N у меня = 1, а делитель R шумы добавить не может (в смысле на 20 log R). Как по мне такая же ситуация и у предложенной выше схемы - основной вклад в сигнал на выходе ФД будет через нижнюю часть схемы. Делитель D с вторым смесителем можно рассмотреть, как дробный делитель с Кд около 1, так что схемы +-эквивалентны.

Сообщение отредактировал Шаманъ - Mar 29 2017, 10:49

Петля петле рознь Дерижирует всё-таки офсетная петля.
Вот нашёл какое-то измерение на макетке: настройки кэфов не помню, но можно вычислить по синтезированной частоте. В обратной связи один смеситель, в опоре 3 ГГц с генератора SMA100A.

Вот и я про то же, и в этом легко убедиться, если взять очень большой Кд в ветке от ГУН к ФД (у меня это R у Вас N) и проанализировать работу СЧ - напряжение на выходе ФД в этом варианте будет определяться преимущественно сигналом приходящим со смесителя(лей), вот собственно и все.

В вашей схеме N делитель в петле, а R стоит снаружи.


в случае "правильного офсета" ФШ определяется подставкой. То есть в петле должны остаться только шумы подставки (потому что остальные источники шума: опора, ЧФД, операционник лежат гораздо ниже), до тех пор пока Вы не работаете с порядком величин -150дБ/Гц@10к. У вас светлый график это подставка 3 ГГц? Почему он тогда настолько ниже синтезированного сигнала? Для размышления: если использовать в петле N допустим в 20, то это +26дБ добавки шума. Если взять типовой остаточный шум делителя в -153дБ/Гц то +26дБ относительно полки делителя трансформируется в -127 дБ/Гц в петле.

Вообще хотите использовать делитель в петле? - нет проблем ведь это сильно упрощает проектирование синтезатора. И на шумах и спурах Вы можете этого (до определенного уровня величин) не заметить. Но если Вы не видите отрицательного эффекта деления, это не значит, что он отсутствует.

Разумеется, Вы вольны оставаться при своем мнении.

Сообщение отредактировал Sergey Beltchicov - Mar 29 2017, 11:24

R у меня это то же, что и N у AFK - посмотрите внимательнее, у него только "вверх ногами" перевернуто. В свою очередь дополнительный смеситель и делитель D у AFK эквивалентны делителю N у меня, с нецелым Кд близким к 1. Схемы полностью эквивалентны (ну если допустить, что делители могут иметь не целый Кд).

Фактически обе схемы это оффсетная петля, в которой на ФД вместо поделенной подставки подается поделенный ГУН. В предположении, что Кд ветви со смесителем << Кд между ГУНом и ФД все будет определяться, как и в классической оффсетной схеме подставкой.

У себя я этот трюк использовал, чтобы избавиться от необходимости делать опору для ДДСа.

Сообщение отредактировал Шаманъ - Mar 29 2017, 11:26