Да. Критика принимается.
Лучше техники тогда не было.
Сейчас в планах повторить эксперимент.

Шнур действительно был самодельный. Z = 50 Ом.
Ёмкость около 100 пФ.
Плюс входная ёмкость осциллографа 25 пФ.
Всё это, конечно же, сказалось на результатах измерений.

Но, тогда не нужно было проводить количественные измерения.
Достаточно было сравнительных.

Для использованного предела измерения
Нормальный диапазон АЧХ канала вертикального отклонения 10 МГц.
Но, при этом время нарастания переходной характеристики не превышает 8 нс
Это соответствует 50 МГц осциллографу.

65-й не так плох, в нем заложены приличные технологические запасы. Когда я работал в метрологии, ради развлечения на спор отстраивали его и до 100 мГц в линию(5% или точнее). Фронты более 5 нс довольно достоверны, и даже звон на них можно видеть, хотя его амплитуда уже меньше, конечно....

А по поводу длинных линий - она же в обе стороны длинная линия. хоть фронт передаст и крутой, но задержка будет и оттуда сюда и отсюда туда. Так что решение с драйвером прямо на затворе корректнее , хотя бы на закрывание. Ну как минимум если ее использовать, лучше бы позаботиться хоть об ограничении уровня на затворе, чтоб транзистор сам себе затвор не пробил при крутом фронте.

Впрочем, об этом уже писали, извините.

Спасибо вам за поддержку.
Если у вас есть возможность, прошу повторить мой эксперимент.
Все данные вышлю.
По поводу отражённых сигналов и длины линии.
Вся соль в том и состоит, чтобы убрать отражения в линии передачи.
Вернее, чтобы было одно отражение и в результате U/2 + U/2 = U На входе.
А задержки можно учесть.
И ещё - задержка она и есть задержка.
Что в сигнальной линии от платы управления до драйвера, что в силовой линии от драйвера до транзистора.
Величины будут примерно те же.
Так что, в результате, в задержке большого выигрыша не будет.

Сообщение отредактировал SAVC - Dec 9 2007, 13:38

Когда проводил эксперимент, нагружал транзистор на резистор от источника 12В.
Ток был около 1А.
Смотрел фронты на коллекторе.
Так вот, он усиливал эту ВЧ пульсню!
При уменьшении звона на затворе звон на коллекторе тоже уменьшался.

Да, меньше потери на переключение.
Плюс меньше RF излучение и снижение Fknee.


А почему?
Это же увеличивает индуктивность по сравнению с витой парой.
Или они настолько коротки, что их невозможно скрутить?
В любом случае, волновое сопротивление там какое-то есть.


Очень бы хотелось увидеть осциллограмму.


А драйвер в первую очередь и есть изолированный усилитель с резисторами.
Вопрос не в этом.
Вопрос в скорости нарастания напряжения на выходе драйвера и в длине линии.
От этого зависит, будут ли проявляться волновые эффекты.
Точнее, нужно ли их учитывать.

Давайте оценим.
На выходе обычно стоят полевые транзисторы.
Возьмём для примера IRLML2402
20V; 0.25 Ohm; tr = 9.5 ns
Пусть tr будет 10ns. Значение типичное для подобных транзисторов.
Скачок напряжения на выходе драйвера 15В.
Но, из-за эффекта Миллера в IGBT сигнал остановится на 5В, двигаясь к 15В.
При скачке 15В было бы 10 ns.
До 5В он дойдёт за 3.3 ns.
Скорость распространения электромагнитной волны в обычно применяемых средах колеблется от 120 до 180ps/inch.
Это даст "электрическую" длину фронта
lmin = 3.3ns/180(ps/inch) = 18.3 inch для PCB FR-4
lmax = 3.3ns/120(ps/inch) = 27.5 inch для хорошего коаксиала
Общую длину, включая выводы транзистора ВНУТРИ корпуса не сделать меньше дюйма.
Обычно это несколько дюймов.
Критическая длина проводника обычно считается 1/6 от электрической.
Тогда в худшем случае это будет 18.3 / 6 примерно 3 inch
В лучшем 27.5 / 6 примерно 4.6 inch
То есть, 5 дюймов - это гарантированно проблемы с отражёнными волнами даже в коаксиале.
3 дюйма - гарантированно на печатной плате.
Но нет гарантии, что при длине 1 дюйм проблем не будет.
1/6 - это всего лишь оценочная формула.
Даже при 1/32 КСВ может быть достаточно большим.
Так что, даже дюйм не застрахует от стоячих волн.

[attachment=16070:attachment]

Что Вы, батенька, алхимией занимаетесь?
Теперь выясняется, что Вы не подошли к тому значению dv/dt, после которого и начинаются проблемы с "пульсней" - в настоящем смысле этого слова - когда через Cres_off (см. рис.) транзистор открывается и горит, если он в полумосте, либо бесстыдно генерит в одиночном включении.
Т.е. для того, чтобы убедиться в плохости длинной линии, в эксперименте надо было включать транзюк за 4 наносекунды. (т.е. добиться dv/dt >= 3В/нс).

Сообщение отредактировал _Pasha - Dec 9 2007, 17:59

Да, на высоком не испытывал. Не дошёл до этого потому что.
Вообще, предпочитаю действовать по шагам - сначала на низком.
Это способствует пониманию и экономии средств.
Зато научился круто открывать IGBT.
Дальше продолжим позже, когда подойду опять к этому проекту.
Скорость нарастания на выходе драйвера к сожалению нигде в записях не осталась
Это нужно повторять эксперимент.
Но, значение 3В/нс очень знакомо.
ПУЛЬСНЯ была. Генерации не было.
Самое подлое заключается в том, что пульсня висит именно на полочке, когда IGBT в линейном режиме.
Я понял вас. Действительно, чем длиннее линия, тем больше вероятность, что возникнут проблемы.
Но, если взять равной длины согласованную линию и несогласованную, то согласованная будет лучше.
С проблемами генерации сталкивался.
http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=33397
Вот здесь выносил на обсуждение.

Лучше-то оно будет - вне сомнения, только вот ОБР всей системы сужается настолько, что встает вопрос: А зачем, собсно, оно?
А насчет скорости нарастания - можно все оставлять, имхо, как есть, но добавлять потихоньку напряжение и ток (уменьшать сопротивление). Извините, пока не сгорит.

Спасибо всем, кто высказался на эту тему. Моя проблема выбора за это время решилась однозначно в пользу драйвера в затворе.
Действительно, как ни согласовывай длинную линию - из-за -задержки воспрепятствовать тому, что лезет со стока (пардон, коллектора) может и не успеть. А если речь идет о верхнем драйвере, и сделан выбор в пользу трансформатора - то индуктивность рассеяния тоже не особо даст получить крутых фронтов. Делал я для этого случая трансформатор из четырех витых пар впараллель... все вроде хорошо - да плюнул и вынес драйвер на затвор. По сложности проиграл аж диод с конденсатором(для моего случая с парой драйверов полдиода и пол конденсатора ) - переживу, но надо ж чем-то питать тот драйвер.
Зато как приятно осознавать, что транс какой попало, даже свивать не надо, а в цепи затвора индуктивности на единицы нГ, все рядышком. Вот после этого можно и согласованную линию применять, кому надо точности - теперь не помешает.

На всякий случай - парочка IRLML2803 - IRLML5103 в SOT23 прекрасно раскачивает затворы до 30 нФ. Пиковый ток 15 А - легко...

Да. Свой драйвер - лучше!
Когда умеешь его делать
Можете поделиться опытом использования/изготовления трансформатора?
Сам сейчас думаю над ШТЛ.

Насчёт длинной линии, задержек и затыкания затвора.

Согласованная длинная линия ведёт себя как резистор!
Поэтому, длина не важна, если линия согласована.
Она будет затыкать затвор также, как если бы к нему был подпаян резистор с сопротивлением Z.
Это пока теория. Не проверял на опыте. Возможно, ошибаюсь.

1. Уважаемые коллеги! Очень интересует опыт использования DC-DC конверторов TRACO POWER для питания драйверов затворов. Я уже задавал этот вопрос в "Компонентах", но ответов не было. Наверное, здесь у нас гораздо более оживленное общение.

Например, можно ли от TMV0515S запитать драйвер IPM PM100CLA120(Mitsubishi) ?
Навскидку - можно, и оно даже лучше, чем M57140. Однако, подобные случаи науке неизвестны

2. Внимательно перечитал то, что сам же написал в позапрошлом посте. Нашел неточность. Прошу прощения.
Насчет dv/dt - совсем не принимал во внимание входную емкость затвора Cies.
Проблемы-то начинаются не столько при определенных значениях dv/dt, сколько при определенно высоком коммутируемом напряжении в сочетании с высоким dv/dt. И в опыте SAVC на 12-ти вольтах можно делать многое до тех пор, пока не начнут сказываться индуктивности выводов транзюка.

Конечно же, величина коммутируемого напряжения важна. Она влияет на dv/dt на коллекторе, а значит, на ток через ёмкость Миллера. Нужно научиться считать эти процессы и выбирать оптимальные режимы работы ключа. Открыть ключ как можно быстрее - это не та задача, которую нужно решать. Нужно решить задачу об оптимальной скорости открытия ключа. И здесь несущественных вещей нет. Система решаемых уравнений сложна, и способ подбора корней чуть ли не единственный. Поэтому так важно моделирование и интерактивные среды разработок. Впрочем, Америку не открываю

Действительно, следующий барьер - индуктивность выводов, которая задана и от которой никуда не деться. Я подпаивался к выводам непосредственно у корпуса.
И сразу встаёт вопрос, а какое волновое сопротивление системы выводы - кристалл?
И как им можно управлять?
Кстати, я думаю, что в IGBT модулях волновые сопротивления корпуса посчитаны, и вместе с платой драйвера образуется система с равномерной ПХ вплоть до кристалла.
Ещё момент, длина выводов при подпайке непосредственно к корпусу мала, поэтому можно попробовать посчитать волновое сопротивление сосредоточенной системы, используя индуктивность выводов и входную ёмкость IGBT. Ну, и поставить эксперимент
Тогда откроется возможность управлять входным волновым сопротивлением, изменяя индуктивность. Вешать бусинки, масенькие дроссели и т. п. И заново откроется смысл индуктивности в цепи затвора.
Тут есть проблема - входная ёмкость меняется в зависимости от режима работы IGBТ...

Да, собственно, если не надо очень уж крутой фронт и емкость затвора мала (1n или около) - то проблем нет, импульсный трансформатор любой работает. Ну, надо покруче фронт - мотают витой парой (тройкой и т д ? смотря по числу обмоток). А вот если на приличную емкость работаем, а желания драйвер на затвор выносить нету, тогда упираемся в крутизну фронта по причине конечно малой индуктивности рассеяния. То есть провода уже свили, но не хватает. Стандартный прием - брать побольше сердечник с малым окном (длинное кольцо, напр), и просчитывать обмотки впритык - минимальной индуктивности, лишь бы драйвер по току не перегружали. Ну а далее - надо просто менять форм-фактор обмоточного провода. И поскольку мало у кого будет желание мотать лентой микрон 50, то просто мотаем параллельно несколькими витыми парами, а потом разбираем по обмоткам. Можно и скрутить эти пары, главное - не скручивать все провода разом. а сначала по группам. потом группы вместе.
Или. проще говоря - намотать транс не один раз. а несколько раз на том же сердечнике и спараллелить обмотки. При этом параллелятся и все паразитности - в т ч индуктивность рассеяния, а основные индуктивности - нет (они связанные, потому что....). Так можно получить весьма высокий коэффициент связи, следовательно и широкополосность, что и нужно на крутые фронта.

Но меня все равно все эти хлопоты утомили, и драйвер - только на затвор. Китайцы не будут витыми парами кольца мотать, лучше рассчитать на стандартный импульсный транс...


И еще просьба: просветите меня, где могут потребоваться реально крутые фронта на закрывание? Я пока сталкивался лишь с необходимостью быстро закрыть транзистор, чтобы не греть его, а дать сработать снабберу. Так что чем быстрее закрыл - тем не хуже, напряжение на стоке все равно небыстро нарастает - снаббер не даст.

Да. Стоимость намотки транса может быть очень большой.


Да в нашей как раз области - в индукционном нагреве
Это если не считать модель, а просто следит за переходом тока через ноль.
Тут быстро не бывает
Посмотрите, хотя бы на ESBT транзисторы...
http://www.st.com/stonline/products/famili...s/esbt/esbt.htm

1. Например для аварийного выключателя - если инвертор "сорван" (опрокинулся) ток будет нарастать весьма резво
2. Слишком быстро закрывать тоже плохо - большое dU/dt может вызвать срабатывание паразитного тиристора в структуре транзистора (название эфекта не помню). Если не запямятовал то три года назад в Москве симметроновцы устраивали встречу по применению мощных IGBT Митсубиши, среди прочего был драйвер "затягивающий" выключение (т.е работа в линейном режиме) для уменьшения dU/dt. Естественно транзистор греется но не "схлопывается"


Небольшое уточнение - при подключении линий с разными волновыми сопротивлениями без использования согласующих устройств будут образовываться обратные волны
ПС С1-65 Свх =30пФ