Ребята!!! Помогите советом!!!
Может чего не учитываю?

Собран такой обратноходовик

Вход - 4,5-5,5V
Выход - 2 х 13V/0,5A
F - 83kHz
Железо - N87, E20/10/6. Зазор 0.5mm. Соответственно Al - 103nH
N(pri) - 4 витка, N(sec1,2) - 13 витков
Контроллер - LM3478
Ключ - IRF7807 I(cont) - 6.6..8.3A, I(pulsed) - 66A
Выпрямители - шоттки SS14

P(out) = (13V * 0.5A) + (13V * 0.5A) = 13W
I(peak) = 5.5 * P(out) / V(min) = 5.5 * 13W / 4.5V = 15.9A
L(pri) = V(in) * T(on) / I(peak) = 4.5V * 5uS / 15.9A = 1415nH
N(pri) = ( L(pri) / Al) ^ (0.5) = (1415nH / 103nH) ^ (0.5) = 3.7витка ~ 3витка
N(pri) по Epcos Design Tools = 4витка

В процессе выходное напряжение ОС-ом снизил до +-10V

Суть проблемы:
При 20% нагрузки (по 100ом на обмотку, соответственно 100мА) температура ключа нормальная
При 60% нагрузки (100ом на одной обмотке и 20ом на другой) температура ключа за 5-10секунд увеличивается до болевого порога
При 100% нагрузки (по 20ом на обмотку) ключ разогревается моментально и начинает готовится к взлету. При этом напряжение проседает до 8,9V.
Трансформатор не греется или не успевает

Заранее благодарен откликнувшимся

Одна из проблем - слишком велико сопротивление R129 на затвор. При 50 Омах фронт выключения превышает 200 нсек.
С учетом этого при 15.9А пикового тока только динамические потери на выключение будут больше 1.2Вт, плюс 1.1 Вт статические.
МС может рассеивать только 1.6 Вт при хорошем теплоотводе через дорожки платы, а у Вас больше 2.3 Вт. Насколько хорошо у Вас сделан теплоотвод от микросхемы? При нагреве статические потери будут возрастать раза в полтора, так,что даже если уменьшить динамические потери, все равно будет перегрев.
Кроме того, как мне кажется, С120 нужно ставить параллельно R128, а не датчику тока, но это дело на любителя .

Затворный резисторы великоват, мож. 5-10 ом поставить. Я думал, большое напряжение на канале. Однако на вых. обмотках картина еще круче. При прямом ходе напр. линейно спадает. Похоже, на 1 обмотке падает большое напряжение - транс хреновый. КПД низкий, аппарат тянет большой ток. Посмотрите, чего на истоковом шунте делается. Можно попробовать сделать на ЕЕ25 - я делал 15 Вт на нем, на 150 кГц. Это с запасом, шоб был холодный. Можно и 83к. Первичную обмотку лучше мотать шлейфом из нескольких проводов, чтоб они заняли всю ширину каркаса. Вторичные желательно снизу-сверху первичной. В 2-3 провода.

Сообщение отредактировал Burner - Oct 9 2009, 21:44

Трансформатор на эту мощность вроде годится, если правильно намотан.
А ток в первичке очень солидный для SOIC-8.
Форму тока с датчика бы глянуть...
Вообще, если во вторичной цепи стоят компенсационные стабилизаторы, то зачем флай? Автогенератора Ройера хватило бы.

+1. Вот и я смотрю, пуш-пулл бы тут в самый раз. Если жалко транс в насыщение вгонять, то можно автогенератор с насыщающимся дросселем собрать... Дёшево и сердито.

Спасибо за замечания!!!

Итак...

Трансформатор намотан следующим образом:
1. Первичка в два провода D-0.7mm один возле другого с таким шагом чтобы обмотка занимала всю ширину каркаса. 4 витка.
2. Вторички намотаны по одному проводу D-0.5mm с таким шагом чтобы обмотка занимала всю ширину каркаса. Каждая обмотка занимает свой слой. 12 витков.

По ходу вопрос. Если обмотки однослойные, можно ли их вторые концы выводить на самом верхнем "технологическом" слое, над всеми обмотками? Так аккуратней выходит.

По Вашим постам:
- Затворное сопротивление заменил на 10ом. Фронты действительно стали лучше. Но это не та проблема (как выяснилось позже).
- 2 asdf: почему такие большие статические потери?
- По поводу тока на шунте. Видимо здесь то и собака зарыта. Судя по осциллограммам через защитный диод транзистора течет очень большой ток. Поставив параллельно еще один шоттки я в этом убедился. Была одна печка, а стало две. Видимо требуется снабер на DRAIN-SOURCE.
Ребята!!! Дайте рекомендации. Пока по решению такой проблемы ничего не нашел.

3-я осциллограмма (из первого поста) напряжение на стоке (при 100% нагр) показывает в конце падение сток-исток вольта 1.5-2V
Уможаете на 16 А . Считаете средн. мощность за период. Поннятно почему будет греться. Напряжение на затворе во время прямого хода - с большим "сколом" т.е. падает. Транзистор начинает увеличивать Rds. Падение Ugs связано в том числе с большим током потребления первичкой (16А) и провал исходной напруги передается через питание микрухи в цепь затвора. 47мф в фильтре входном рояли не играют (100 мкф будет получше , а 470 , составленные из нескольких танталов с низким ESR - еще лучше), идет падение еще и на подводящих проводах. Картинки падения Ugs и напряжения на вторичке имеют примерно равную относительную величину скола.
IRF7807 не любит напряжений Ugs менее 3.5 V в открытом состоянии (см графики даташита) , также следует учесть что эти графики снимаются в импульсном режиме, когда кристалл холодный . С ростом температуры ситуация ухудшается.


p/s/
Предыдущий пост - осциллограммы тока свидетельствуют о провале входного напряжения из-за большого тока. Т.е. см выше

Сообщение отредактировал тау - Oct 10 2009, 09:25

Кроме рекомендаций, которые уже прозвучали, необходимо пересмотреть номиналы снабера. Величину С112 нужно уменьшить примерно до 10нФ, а R123 увеличить до 10-20кОм. Вообще эти величины считают, исходя из измеренной индуктивности рассеяния первичной обмотки Т1, либо подбирают по приемлемой форме спайка на Q3 при его выключении. Питание микросхемы Vin(pin.8) желательно отделять от общей шины простым RC фильтром.

Сообщение отредактировал NeonS - Oct 10 2009, 09:15

намотайте первичку в 3-4 провода 0.5 плоским шлейфом , без зазора между витками.



Можно.



Это вредный совет, имхо.

((15.9)^2*0.025)/3/2~1.05 Вт
/3 - интеграл пилы по мощности
/2 - по относительной длительности включенного состояния
При нагреве сопротивление растет и соответственно растет выделяемая мощность, при температуре кристалаа 140 С, статическое тепловыделение возрастет в 1.5 раза, т.е. ~до 1.6 Вт + динамика.
Это может усугубляться провалом затворного напряжения, о котором говорил tay.
Кроме того не совсем понятна природа токового выброса обратного направления с величиной пропорциональной прямому и амплитудой 30А (при 100% мощности) на токовом шунте.

Сообщение отредактировал asdf - Oct 10 2009, 10:17

Да, похоже, скол по напряжению на затворе портит дело заметно. Хотя пороговое напряжение этого ключа около 1вольта, но для малого сопротивления канала напряжение на затворе не должно падать.
При таких токах резисторный датчик тока уже плохо. Вы посчитайте сколько на нем теряется при 5 вольтах входного. Трансформатор тока уже бы пригодился.
Что касаемо емкости в клампере (С112), то она, конечно, может сильно варьироваться от схемы к схеме. Но тут не тот случай, когда маслом каши не испортить. На конденсаторе этом должны быть заметные пульсации, процентов 30-40. Резистор там тоже нужно выбрать по напряжению при полной нагрузке.
Слишком маленький приведет просто к увеличению потребления. Он будет сеять не только энергию индуктивности рассеивания, но и воровать дополнительно, как еще один канал потребления.
Вообще, флай- девушка с характером. При низких входных напряжениях, больших токах, КПД у нее стремится к паровозному.
Если не поздно, посмотрите другие топологии.
Вам нужно экономичным, простым способом повысить напряжение. Нерегулируемый двухтактник на 10-12 колечке без всяких слоеных обмоток, датчиков тока и зазоров в сердечнике. Дальше уже легче будет. Ведь компенсационные стабилизаторы от к.з защищены?

А разве в формулу берется пиковое значение тока? Разве не RMS?
RMS в худшем варианте выходит 4А и при идеальных для меня условиях потери получаются в 0.4W

К своему сожалению вынужден согласиться с уважаемым tay
При таком падении напряжения на D-S (по осциллограмме 1,2В в наихудшем случае) и соответственно на затворе. Отсюда Rds видимо далеко не 0,025ом. А судя по всему увеличивается до 1,2В/16А = 0.075ома что в три и более раза выше необходимого

2 asdf вот в этом случае действительно потери выходят 4А ^ 2 * 0.075ом = 1,2W

Входное напряжение поднять не могу
Какой здесь может быть выход?
Или стоит задаться вопросом подходит ли флай для такого ТЗ?

И еще...
Нормальное ли присутствие отрицательных пиков на шунте? Это говорит о том что через защитный диод транзистора течет большой ток. Судя по тому как греется дополнительно включенный параллельно транзистору диод как раз здесь идет львиная доля потерь. А греются и транзистор и диод одинаково

Изменение тока на пиле i=(i0/tп)*t, где i0 - мах амплитуда тока, tп - длительность пилы
Энергия за время включенного состояния
dE=W*dt=i^2*R*dt=(i0/tп)^2*R*t^2*dt
откуда
E=((i0/tп)^2*R*tп^3)/3
Средняя мощность включенного состояния Wср=E/tп=i0^2*R/3, цифры уже были выше.
По поводу увеличения сопротивления я уже писал, при 140 С Rds>37 мОм.

Это явление скорее всего обманка, наводка на оплетку осциллографического щупа при выключении полевика. Когда индуктивность рассеяния разрядится в клэмпер , она не может уже приобрести столько энергии чтобы дать обратный выброс , нагревающий боди диод IRF7807 или внешний диод Шоттки. А греется внешний диод скорее всего из-за теплового контакта с близко расположенным ключом. Лавинного пробоя судя по осциллограммам на истоке - нету (напряжение вольт 15 ).

Стоит прислушаться к советам по уходу от флая. Потеря в КПд на компенсационных стабилизаторах после пушпула ( к примеру) мажет оказаться меньше чем всякие нехорошие потери на низковольтном флае.

Я тоже склоняюсь к этому мнению.
Кстати, довольно легко проверить так ли это.
Предлагаю Сергею напаять сверху еще один такой же транзистор, все выводы параллельно первому, ножки верхнего соика можно слегка подогнуть.
Если дело только в сопротивлении, то нагрев должен уменьшиться.