| |
|
  |
 синхронизация OFDM |
|
|
|
|
 Nov 3 2010, 20:21
|
Группа: Новичок
Сообщений: 4
Регистрация: 27-10-10
Пользователь №: 60 471
|
Цитата(nomiscusi @ Nov 3 2010, 16:22)  тут больше подойдет согласованная фильтрация...при реализации в лоб это конечно требует неимоверныхъ вычислений..но существует много алгоритмов быстрой сверкти переноса частоты и тд...так что в конечном итоге даже сложный алгоритм можно реализовать при достаточно скромных ресурсах...К слову, на чем планиуете реализовывать? Согласованная фильтрация в OFDM в 3 кГц? (уточнение, правильно ли я понял  В приёмнике сформировать цифровые узкополосные фильтры, их кол-во = числу инф. поднесущих, передатчик модулирует бит информации ПСП-тью, ну и после прихода n-го кол-ва символов, которое равно длинне ПСП, посчитать ВКФ, сравнить с порогом; т.е. сделать n, даже можно независимых, фазоманипулированных приёмников...? Такого я не думал... А реализуется на TMS320C54xx, времени на обработку много... Цитата(DMax @ Nov 3 2010, 20:25) А зачем, простите, тактовая подстройка в OFDM?
Допустим мы оцифровали сигнал не в том же самом месте, где его выдал ЦАП. Для фазовоманипулированных сигналов - это хреново. Но в случае OFDM получается следующее.
Будем считать, что промах delta_t составляет от -0.5*T_s до 0.5*T_s, где T_s - период дискретизации. В случае OFDM мы работаем с сигналом в частотной области. А что означает промах в delta_t в частотной области? По теореме о задержке он означает, что амплтуды поднесущих не изменятся ни на йоту, а к фазе n-ой поднесущей добавится фаза delta_phi_n = n * delta_phi, где delta_phi - одназначно соответствует delta_t по формуле delta_phi = (2 *Pi/N * Fs * delta_t), где N - размер БПФ.
Таким образом, для наглядности, если вы передали OFDM символ, в котором все поднесущие имеют одинаковую амплитуду и нулевую фазу, то на приемной стороне вы получите символ с такими же амплитудами, но с фазами закрученными в спираль, при том частота этой спирали будет тем больше, чем больше промах delta_t.
Теперь о том, почему не нужна тактовая подстройка. Потому что, у вас есть эквалайзер. Эквалайзер должен как нормировать амплитуду поднесущих к единице (чтобы было возможно использование QAM-созвездий), так и вычитать дополнительные фазы обусловленные тактовым смещением, многолучевостью и прочими источниками внесения дополнительной фазы.
В простейшем случае, как, например, в том же WiFi, у вас есть символ, в котором все поднесущие заранее определены с одинаковой амплитудой (но при этом как-то модулированы для снижения пик-фактора). Вы снимаете с них модуляцию и после этого полученные символ в чистом виде представляет собой эквалайзер. Все последующие символы вы просто комплексно делите на эквалайзер. Комплексное деление приводит амплиутды и вычитает фазы. Всё! Не надо никакой тактовой синхронизации.
Зато OFDM сигналы гораздо более чувствительны к частотной отстройке и об этом никто почему-то не упомянул. Всё из-за того, что частотная отстройка убивает ортогональность. Классическая проблема "утечки" спектра начинает проявлятся тут в полный рост. Надо обмозговать, как-то быстро рушатся мои представления, чувствую где-то подвох Конечно если я нахожусь в пределах +-0.5*Ts то это уже пол дела - к этому надо стремится! Но как показывает мой небольшой опыт, по префиксу информация о начале символа такая (сдвиг+доплер+многолучевость), что от греха подальше лучше вообще делать ПФ на несколько отсчётов левее от максимума АКФ, дабы не залесть в соседний символ... Кстати инфа о тактовой подстройке появляется, когда КФ имеет один ярковыраженный пик, т.е. если хотя бы он есть, то уже можно и без тактовой...
|
|
|
|
|
|
|
|
Nov 4 2010, 06:33
|
Местный
Группа: Свой
Сообщений: 459
Регистрация: 15-07-04
Из: g.Penza
Пользователь №: 326
|
Nenu
Когда я указывал, что методы синхронизации зависят от применения имел в виду именно то, что объяснил уважаемый nomiscusi применительно к КВ.
В интернете имеется просто огромное количество работ, посвящённых этой теме.
Для сигналов небольшой длительности используют синхронизацию по преамбуле (которая отвечает как за тактовую синхронизацию, так и за компенсацию частотного рассогласования).
Для более длинных сигналов используют автокорреляционную функцию и рассинхронизацию "выбирают" по пилоту(ам).
Иногда методы комбинируют.
Для повышения помехоустойчивости при высоких скоростях обмена использует передачу в блоке информации нескольких пилот-тоном и служебных подканалов (псевдо-пилотов) с различной кратностью модуляции.
Эти псевдо-пилоты имеют значительную большую помехоустойчивость (на порядок и более) и совместно с пилот-каналами используются для точного определения амплитуды и фазы передаваемых символов.
Может реализоваться когерентный или некогерентный приём (разностная модуляция). Но и для последней существуют методы квази-когерентного приёма, основанные на вычисления положения фазы и амплитуды по пилотам с последующей итеративной обработкой.
Кстати, согласованная фильтрация используется в 3 кГц на TMS320C54 при реализации, к примеру, STANAG4285. Естественно, там одноканальный модем, но методы вычисления преамбулы там основаны именно на согласованной фильтрации.
Да и применительно к OFDM отбрасывать её не стоит. В случае небольшого количества искажённых символов при пакетной передачи она используется в итеративной обработке.
P.S. Закладываться на TMS320C54 в новой работе не стоит: дорог, много потребляет и существенно уступает по вычислительным ресурсам новым кристаллам.
Реализация современного качественного модема потребует значительное увеличение (примерно на порядок) вычислительных ресурсов (турбо-код, итеративный эквалайзер, уменьшение пик-фактора и т.п.);
IMHO, лучше поставить ARM, FPGA и DSP с достаточным количеством ОЗУ.
|
|
|
|
|
|
|
|
Nov 4 2010, 10:26
|
Группа: Участник
Сообщений: 13
Регистрация: 26-11-08
Пользователь №: 41 982
|
Цитата(Nenu @ Nov 3 2010, 23:21) Согласованная фильтрация в OFDM в 3 кГц? (уточнение, правильно ли я понял В приёмнике сформировать цифровые узкополосные фильтры, их кол-во = числу инф. поднесущих, передатчик модулирует бит информации ПСП-тью, ну и после прихода n-го кол-ва символов, которое равно длинне ПСП, посчитать ВКФ, сравнить с порогом; т.е. сделать n, даже можно независимых, фазоманипулированных приёмников...? Такого я не думал... А реализуется на TMS320C54xx, времени на обработку много... Не совсем правильно Фильтр один...и принимает он прембулу целиком...или какой то ее элемент (например один OFDM символ)...результаты фильтрации можно складывать с учетом длительности каждого элемента, это существенно увеличит надежность поиска сигнала...однако следует упоямнуть что согласованная фильтрация крайне чувствительна к отстройке сигнала по частоте,так что для обеспечения устойчивости к большим отстройкам нужно делать несколько веток фильтрации с определенным частотным шагом, в зависимости от поставленных требований...этот подход упомянается в ряде натовских стандартов stanag...на tms это не должно вызвать больших затруднений, мы реализовывали и на более скромных процессорах... Что касатеся мнения DMax о тактовой синхронизации, я не вполне согласен...она должна быть...ведь наличие отклонения тактовой частоты приводит к возникновение МСИ и эквалайзер тут ничем не поможет, его оценка основанная на пилотных подканалах будет искажаться вместе с сигналом, причем зависимовть вличины ухудшения оценки от отклоения частоты носит нелинейный харакетр и может быть достаточно точно оценена в эквиваленте ухудшения ОСШ (эти вопросы подробнейшим образом рассматриваются практически в любой серьезной книге посвященной ofdm)...а если еще и синхронизация частоты завязана на эквалайзер, как это часто бывает, ее оценка так же будет страдать изза отклонения тактовой... вобщем, за фазой сигнала нужно следить и корректировать ее отклонения с помощь, например, полифазной фильтрации входного сигнала...
|
|
|
|
|
|
|
|
Nov 6 2010, 18:47
|
Частый гость
Группа: Свой
Сообщений: 161
Регистрация: 19-01-08
Из: Питер
Пользователь №: 34 234
|
Цитата(alexPec @ Nov 3 2010, 22:27) Неее, нужна! Ну если вам нужна, тогда отговаривать не буду.... В любом споре один человек - дурак, другой - подлец ;-) Цитата(alexPec @ Nov 3 2010, 22:27) А частотной настройкой не заморачиваюсь, только подстраиваю тепловой уход частоты в пределах +/- 200Гц . У меня частота известна заранее. Простите, а какая у вас стабильность опорного генератора и какая центральная частота? Просто, если взять, например, тот же WiFi, то по стандарту там что-то вроде +/- 25 ppm, что на 2,5 ГГц дает +/- 60 КГц. Странно слышать при этом про 200 Гц. Если же вы пишете про конкретно свой случай, то разъясните его параметры и не вводите других участников в заблуждение, что частотной отстройкой не нужно заморачиваться. И я вообще умалчиваю про случай, когда допустимая отстройка превышает разнос между двумя соседними поднесущими - это отдельная полная попа огурцов....
|
|
|
|
|
|
|
|
Nov 6 2010, 20:43
|
Профессионал
Группа: Свой
Сообщений: 1 284
Регистрация: 9-04-06
Пользователь №: 15 968
|
Цитата(DMax @ Nov 6 2010, 21:47) Простите, а какая у вас стабильность опорного генератора и какая центральная частота? Центральная - 450 МГц, стабильность - 10 ppm + температурная компенсация. Конечно, получается в итоге порядка +/- 450 Гц, но это крайний случай, задача поставлена подстраивать +/- 200 Гц Цитата не вводите других участников в заблуждение, что частотной отстройкой не нужно заморачиваться. Упаси бог! Надо конечно. Меня видимо не так поняли  . Я имел ввиду что не заморачиваюсь поиском центральной частоты канала, она известна, а подстройку-то я и делаю в указанных пределах. SNR у меня сильно зависит от отстройки даже в 5-10 Гц. Извиняйте если не так выразился.
|
|
|
|
|
|
|
|
Nov 7 2010, 12:48
|
Частый гость
Группа: Свой
Сообщений: 161
Регистрация: 19-01-08
Из: Питер
Пользователь №: 34 234
|
Цитата(alexPec @ Nov 6 2010, 23:43) Центральная - 450 МГц, стабильность - 10 ppm + температурная компенсация. Конечно, получается в итоге порядка +/- 450 Гц, но это крайний случай, задача поставлена подстраивать +/- 200 Гц Если я ничего не путаю, то 10 ppm на 450 МГц даёт разброс в +/- 4,5 КГц. Интересно узнать какая частота дискретизации и кол-во точек FFT. Цитата(alexPec @ Nov 6 2010, 23:43) Я имел ввиду что не заморачиваюсь поиском центральной частоты канала, она известна, а подстройку-то я и делаю в указанных пределах. SNR у меня сильно зависит от отстройки даже в 5-10 Гц. Странно. По моему опыту промах до 1% от расстояния между поднесущими не очень сказывается на ортогональности. Либо у вас слишком плотно идут поднесущие (скажем чаще чем 1 КГц), либо вы что-то делаете не так. Тем более у меня вызывает сильные сомнения сама возможность на реальном сигнале с шумом установить отстройку с такой точностью (5-10 Гц). Дай боже 50 Гц... и то...
|
|
|
|
|
|
|
|
Nov 8 2010, 16:23
|
Профессионал
Группа: Свой
Сообщений: 1 284
Регистрация: 9-04-06
Пользователь №: 15 968
|
Цитата(DMax @ Nov 7 2010, 15:48) Если я ничего не путаю, то 10 ppm на 450 МГц даёт разброс в +/- 4,5 КГц. Интересно узнать какая частота дискретизации и кол-во точек FFT. Все верно, + ко всему начальная калибровка (постоянное начальное смещение компенсируется) и выходим на +/-200 гц. Дискретизация 5 МГц, FFT-2048 Цитата(DMax @ Nov 7 2010, 15:48) Странно. По моему опыту промах до 1% от расстояния между поднесущими не очень сказывается на ортогональности. Либо у вас слишком плотно идут поднесущие (скажем чаще чем 1 КГц), либо вы что-то делаете не так. Тем более у меня вызывает сильные сомнения сама возможность на реальном сигнале с шумом установить отстройку с такой точностью (5-10 Гц). Дай боже 50 Гц... и то... Чтоб голословным не быть выложу скрины при работе на реальном оборудовании, может интересно кому будет: первый- спектр и созвездие при синхронизации от передатчика (т.е. частота приема и передачи с одного источника за вычетом ПЧ), частотный сдвиг почти 0 (доли герца может), SNR как видно больше 40 дБ, второй - созвездие при расстройке приема и передачи на 10 Гц, SNR уже 26 дБ, третий - спектр сигнала и созвездие при SNR 15 дБ (в переданном сигнале замешивается шум специально) и частотном сдвиге 200 Гц. При усреднении оценки сдвига за 3-4 символа цифра оценки гуляет от 201 до 203 Гц, когда уменьшаем расстройку - болтанка оценки тоже уменьшается до 1 Гц (при SNR 15дБ). Если увеличить количество символов усреднения оценки до 10 - оценка гуляет доли герца, даже с шумом. Между несущими 600 Гц.
Сообщение отредактировал alexPec - Nov 8 2010, 16:24
Эскизы прикрепленных изображений
|
|
|
|
|
|
|
|
May 16 2011, 14:10
|
Группа: Новичок
Сообщений: 2
Регистрация: 16-02-11
Пользователь №: 63 045
|
если кого интересует данный вопрос могу дать соответствующую информацию.
|
|
|
|
|
|
|
|
May 24 2011, 06:26
|
Группа: Новичок
Сообщений: 1
Регистрация: 24-05-11
Пользователь №: 65 233
|
Цитата(awgn @ May 16 2011, 18:10) если кого интересует данный вопрос могу дать соответствующую информацию. Хотелось бы узнать побольше о синхронизации в стандарте WiMAX. Книги, статьи, практические примеры реализации. Заранее спасибо!
|
|
|
|
|
|
|
|
Jun 11 2011, 20:34
|
Группа: Участник
Сообщений: 14
Регистрация: 25-05-10
Пользователь №: 57 524
|
Тоже интересует
|
|
|
|
|
|
|
|
Jun 14 2012, 13:39
|
Группа: Новичок
Сообщений: 5
Регистрация: 14-06-12
Из: Минск
Пользователь №: 72 323
|
Интересует вопрос по снижению PAPR в OFDM. Интересуют алгоритмы и способы уменьшения PAPRA и их вносимые искажения. Мне досконально известен только один метод - обрезание мокушек, но как известно это приводит к значительным внеполосным искажениям, а С/Ш уменьшает до 40дБ при 60дБ без обрезания - кому оно тогда надо, пусть передатчик сам обрежет что не поместится  Второй метод - наложение окна. Я понял идею метода так: ищется пик, определяем разницу пика с заданным порогом, умножаем его на окно (ханн, хаминг и др), инвертируем окно, получаем нечто. Допустим выбрали размер окна 7, тогда у нас перевернутое окно, которое надо тупо умножить с соответствующими отсчетами OFDM символа, причем центр окна будет на обрезаемом отсчете, т.е. если вылез 145 отсчет, то умножаем in(142 - 3 : 142 + 3) .* window(1 : 7). Если я правильно понял идею, то уж очень получаются нехорошие результаты: С/Ш хуже обрезения аж на 2дБ, а минимальный ПАПР получается не ниже 6 дБ (дальнейшее уменьшение порога значительно уменьшает энергию символов и PAPR перестает уменьшаться). Еще если кто-нибудь пробовал это реализовать в симулинке, подкиньте идею какими блоками это реализовать: поиск пика и наложение на него окна. Знаю что есть и другие методы: обрезание с фильтрацией, умножение не на прямоугольник (в случае обрезания), а на "сглаженный прямоугольник" кот. как-то получается, после обрезания делать Фурье - фильтровать - обратное Фурье и т.д., но из источников могу понять только общую идею, ибо нигде не встречал ни формул ни понятных алгоритмов, нужна более конкретная инфа. У кого есть опыт использования каких-либо методик на практике, объясните целесообразность уменьшения PAPRa, а то за неимением радиостанций не понятно чего надо достичь и надо ли это вообще. Спасибо.
|
|
|
|
|
|
|
|
Jun 14 2012, 17:49
|
Участник
Группа: Участник
Сообщений: 60
Регистрация: 18-07-09
Из: Н.Новгород
Пользователь №: 51 363
|
Цитата(nenu1985 @ Jun 14 2012, 17:39) Интересует вопрос по снижению PAPR в OFDM. - TR ( tone reservation) - ACE (active constellation extension) Оба метода присутствуют в DVBT2. (стандард в общем доступе)
|
|
|
|
|
|
|
|
Jun 17 2012, 08:19
|
Частый гость
Группа: Участник
Сообщений: 112
Регистрация: 27-12-08
Пользователь №: 42 786
|
Классический метод синхронизации OFDM сигналов, подходящий для всех стандартов - по циклическому префиксу.
Для снижения требуемой вычислительной мощности и решения специальных задач (например, разделения сигналов базовых станций, синхронизация на фрейм вместо синхронизации на символ, которую даст метод циклического префикса) в некоторые стандарты вводят дополнительные средства синхронизации, например:
1. Primary Synchro Channel и Secondary Synchro Channel в LTE;
2. Преамбула в IEEE 802.16e-2009.
Как найти синхронизацию в IEEE 802.16e-2009 (один из вариантов):
1. Найти символьную синхронизацию по циклическому префиксу;
2. Найти начало фрейма (символ, содержащий преамбулу), варианты:
1). Для TDD систем - по огибающей, мощность сигнала БС будет больше мощности сигналов модемов в обратном канале;
2). Используя свойство симметричности преамбулы (кросскорреляция правой и левой части преамбулы);
3). Используя свойство активности только каждой третьей поднесущей во время передачи преамбулы.
3. После того, как выделен символ, содержащий преамбулу, определить саму преамбулу не составляет сложности:
1). По корреляции со всеми вариантами во временной области;
2). По корреляции со всеми вариантами в частотной области;
3). Корреляция по битам после демодуляции (конечно, помехоустойчивость снижается, но вычислительная сложность резко уменьшается).
|
|
|
|
|
|
|
|
Jun 19 2012, 17:13
|
Группа: Участник
Сообщений: 13
Регистрация: 17-12-10
Из: Питер
Пользователь №: 61 690
|
Цитата(stealth-coder @ Jun 17 2012, 11:19) Классический метод синхронизации OFDM сигналов, подходящий для всех стандартов - по циклическому префиксу. Подскажите, в чем заключается метод?
|
|
|
|
|
|
|
|
Jun 20 2012, 06:36
|
Частый гость
Группа: Участник
Сообщений: 112
Регистрация: 27-12-08
Пользователь №: 42 786
|
Цитата(hoho @ Jun 19 2012, 21:13) Подскажите, в чем заключается метод? Перед каждым OFDM-символом вставляется циклический префикс, представляющий из себя копию N последних отсчетов символа. Зная длину символа и циклического префикса, для каждого отсчета сигнала считается кросскорреляция предполагаемых отсчетов циклического префикса и N последних отсчетов предполагаемого символа. Далее считается энергия (или модуль) вектора корреляции и строится график, на котором будут видны периодические максимумы, позиции которых будут соответствовать 1-му отсчету циклического префикса.
|
|
|
|
|
|
|
|
1 чел. читают эту тему (гостей: 1, скрытых пользователей: 0)
Пользователей: 0
|
|
|
