Относительно «не легко Вас переубедить». Ничего страшного, в споре, как известно, рождается истина. Ну вот, к примеру, Вы отсылаете меня к Synergy. Будто бы у них те же шумы, а цена просто смешная – всего $200. Вы меня извините, но как я тут могу с Вами согласиться? Не нашёл я на их сайте предмета для сравнения. Шаг сетки у них 0.5/1 МГц. Это так называемые Integer-N синтезаторы. Там в принципе нет шумов дробности, которые неизбежно присутствуют при малом шаге сетки, как, например, у нас (~2Гц). Чуть раньше я подробно ответил на Ваш вопрос о характере наших шумов. Там же писал, что если исключить дробность, то шумы на порядок уменьшаются. Возможно, я чего-то не досмотрел на сайте Synergy? Тогда укажите конкретно ту модель, которую Вы имели в виду.


Для rloc
И ещё небольшое добавление. Если вернуться к синтезаторам Meret Optical Communications (MOC), на которые я раньше ссылался, то, чтобы получить мелкую сетку, они используют комбинацию примерно такого же синтезатора как у Synergy (только с «небольшой дробностью») с синтезатором типа DDS. Это уже довольно сложная структура, неизбежно возникают проблемы ЭМС, да ещё надо выбрать удачный кусок диапазона у DDS, чтобы спуров было поменьше. Вот цена и поднимается с $200 до $3,000-3,500, а перекрытие по частоте, вместе с тем, сокращается до 20%.
Наш синтезатор – однопетлевой, проблем ЭМС в принципе не должно быть. В этом я вижу его большое преимущество.

Любой синтезатор из серии MTS2500, шаг сетки - 1 Гц. С ценою возможно ошибаюсь, 200$ - это было за модель с шагом 0.5 МГц.

Опять не то, и, похоже, круг замыкается.
Это синтезаторы типа Frac-N-DSM или Frac-N-SDM (в зависимости как прочитать: delta-sigma или sigma-delta modulation). О них я писал в первых строках своих статей в MPD, которые мы теперь обсуждаем. Обратите внимание на график шумов для MTS2500. Там чётко вырисовывается полоса пропускания ФАПЧ. Это всего лишь 20-30 кГц. Не знаю, почему Вы привели в пример Synergy а не Hittite, у которых успехи в этом деле более значительны. Они добились полосы ФАПЧ на порядок большей. Это за счёт подъёма, тоже на порядок, опорной частоты. Но в итоге это не так уж и много. Отсюда и соответствующее быстродействие, которое, согласитесь, не очень высокое, и перспективы его дальнейшего повышения весьма сомнительны. Правда, Mark Cloutier, ведущий разработчик в Hittite, придумал как решить проблему, используя две таких одинаковых схемы, одна из которых формирует программно переключаемую опорную частоту для второй такой же схемы, с использованием таблицы, типа LUT, для хранения программы переключений. Хорошая идея, но это уже система, а не просто единственная микросхема. И вообще любая из этих микросхем или комбинация из них это ж ещё, строго говоря, не синтезатор как законченное устройство. Чтобы с полным правом можно было бы назвать его таковым надо ещё много чего установить на печатную плату, и какова в итоге окажется цена – это ещё вопрос.
А о замкнутом круге я сказал вот почему. Ведь теперь Вы можете возразить, что у меня дела с быстродействием не лучше. А я в ответ – так, ведь, нужен заказной чип. А Вы – надо сначала проверить идею на «рассыпухе». А я – нет возможности это сделать. А Вы мне ещё в пример какой-нибудь синтезатор, в котором будто бы все проблемы решены. И т.д. и т.п.
Но это не значит, что я против дальнейшего разговора. Отнюдь. Я рад возможности общаться на этом форуме, а то чувствуешь себя кустарём-одиночкой. Спасибо Вам за активное участие. Жду новых контраргументов.

Продолжу свой монолог о "топорности" решений на дискретных компонентах и "продвинутости" интегральных решений.
Кроме DDS этот сравнительный анализ можно перенести на PLL, в которых в подавляющем большинстве используют максимально интегрированные в чип синтезаторы. При беглом поверхностном анализе можно увидеть тенденцию ухудшения характеристик синтезатора с повышением степени интеграции. Самые слабые характеристики как правило имеют ФАПЧ со встроенным ГУНом, они имеют относительно низкую частоту сравнения, относительно высокий уровень фазовых шумов и спур. И напротив, самые крутые характеристики имеют решения на дискретных компонентах, таких как PFD, счётчики/делители частоты, СМШУ, ГУН. Такие синтезаторы имеют максимальную скорость перестройки, наименьшие для ФАПЧ шумы и спуры, наименьшую нелинейность мощности выходного сигнала при использовании следящей АРУ.
Популярность интегральных решений здесь прежде всего связана с тем, что в большинстве случаев разработчики ФАПЧ не преследуют цели достичь топовых характеристик, а использовать ФАПЧ с интегрированным ГУНом очень удобно. Вместе с тем гибкость и перспективность таких решений для достижения более высокого уровня весьма сомнительна: основная проблема именно в самом факте максимальной интеграции внутри чипа и минимальной изоляции между элементами синтезатора. В последнем критерии оценки явный выигрыш также у "топорного" решения на дискретных элементах, равно как и преимущество по частоте сравнения, полосе ФНЧ, и соответственно времени перестройки.
Опять интегральное решение отодвигается в коммерцию, а дискретное в науку и космос!

В общем-то, могу согласиться с Вами, но с небольшими замечаниями. Мне кажется, что есть всё-таки интегральные решения, от которых нет уже обратного пути к исполнению на дискретных элементах. Взять хотя бы ГУНы. Ну кто сейчас будет собирать это на транзисторе с катушкой индуктивности и пр., когда есть прекрасные VCOs от фирмы MiniCircuit? (Кстати, не понимаю и удивляюсь, как они могли достичь таких результатов, от которых я просто в восхищении). То же об опорных генераторах, например, от Crystek. Или вот ЦАПы. Как-то обсуждали с А.Ченакиным эту самую мою проблему с макетированием синтезатора, так он прислал мне картинку как выглядел один из первых DDS (прилагаю). Теперь весело смотреть на эту картинку, а ведь тогда это было всерьёз. Уж если для космоса, то это явно не годится, там важен и вес, и объём. А в общем, повторюсь, Вы правы. Все эти фирмы наверняка пришли к теперешним их образцам через макетирование (в своё время) на дискретных элементах.

Забыл приложить обещанную картинку старинного DDS.

Проблемы не очень близки, одно дело получить на выходе ЦАПа DDS уровень шума -120 dBc/Hz, а другое дело подать такой уровень шумового напряжения на вход Гуна и посмотреть шум на выходе (кажется в PDS от Vitaly_K это предлагается) . К примеру , берем картинку fig9 из даташита AD9912 и видим -100 dBc в полосе RBW 300 герц, SPAN=500K.
это соответствует -126 dBc/Hz но не фазовый шум (фазовый меньше , что понятно из других картинок). Это чисто шумовое напряжение то-ли выходного ЦАПа DDS, то-ли прибора.

Допустим что это ЦАП так шумит. Исходя из того что уровень на выходе 0 dBm и нагрузка 50 Ом 0.224 В делим на 2*10^6 раз (-126 dB ) и получаем 0.11 мкВ/√Hz.
Для октавного синтезатора в районе 1ГГц требуется Kvco порядка 200 МГц/В. Преобразованное напряжение шумов с выхода ЦАП в относительный фазовый шум можно посчитать: 20Log(Еш*Kvco/(√2*fотстр)) = 20Log(0.11e-6*200e6/(√2*10^4))= -56 dBc/√Hz (10^4 это к примеру частота отстройки от несущей 10 кГц)

Но, допустим прибор показал свои шумы на том графике, а не шум ЦАПа DDS. Предположим что ЦАП от Vitaly_K_&_AD будет шуметь 10nV/√Hz. Всё равно шумы на выходе VCO будут не лучше -76dBc/√Hz. Это ,вобщем, неприемлемый результат, имхо.

Формула для расчета шума к dBc/Hz из мкВ/√Hz взята из Манассевича , стр 46.

если неправ, поправьте.

Сообщение отредактировал тау - Nov 16 2011, 16:37

Поправляю. Вы делаете расчёты для свободного ГУН, но он находится в петле ФАПЧ, и надо считать через коэффициент передачи петли. Тогда результаты будут совсем другими и не такими мрачными, как они у Вас получились.

При замкнутой петле шумы цапа просто будут делиться на квадрат Kpd (в полосе петли).
Но в целом фш будет выше чем у обычной PLL. Хотя в чипе все будет зависеть от технологии. Надо аналог-прибор просить на SiGe сразу делать.

Сообщение отредактировал wjs - Nov 16 2011, 19:28

а на границе петли ?


наверное не на квадрат , а на первую степень.

Сообщение отредактировал тау - Nov 16 2011, 21:55

А что на границе? – там тоже никаких чудес не должно быть. Слева по АХЧ (ближе к несущей) – плоский участок, а справа – монотонное падение шумов опять таки в соответствии с АЧХ. Разумеется, это если параметры ФНЧ выбраны правильно, так, чтобы АЧХ не имела существенного выброса.



Да, делится на коэффициент передачи ФД. Но если только для одной боковой полосы, то надо ещё поделить на 2.

Сообщение отредактировал Vitaly_K - Nov 17 2011, 08:18

чтобы долго не спорить, смоделировал шумы 10nV/√Hz резистором R2=6.2k . Можете убедиться что я не сильно наврал. REF, VCO взяты идеальными, чтоб не мешались...
На левой картинке фазовых шумов выбрана полоса фильтра 10К , на которой подавления шумов петлей нету для отстройки 10 кГц. Зеленая линия шумов резистора полностью слилась с общими "Тотал" шумами.
На правой картинке полоса фильтра 100K , индекс модуляции линейно уменьшается с частотой , и на частоте 100K он на 20дБ меньше, что естественно.
Падение шумов резистора (или ЦАПА PDS) левее границы шумов с крутизной 20дБ/дек объясняется тем что петля давит с крутизной 40 , а преобразованные амплитудные шумы через индекс модуляции с уменьшением отстройки увеличиваются с крутизной 20.
Для борьбы с этим явлением нужно вроде как расширять полосу PLL (чтобы работало подавление шумов петлей) , но при заметном расширении испортятся шумы VCO, которые на больших отстройках обычно меньше шумов петли.

Не понял, в чём состоит предмет нашего спора? Вы не согласны с тем, что шумы с управляющего входа ГУН пересчитываются на его выход через крутизну ФД?
Также не понял и Ваше моделирование. Что такое, например, индекс модуляции линейно уменьшается с частотой (где он там уменьшается?), и на частоте 100K он на 20дБ меньше (относительно чего?). Или вот левее границы шумов (где эта граница?). И откуда взялись эти горбы, показанные красным цветом? В общем, это выше моего разумения. Нельзя ли как-нибудь попроще?

зто все к тому что шумы цапа будут пересчитываться на выход гуна по формуле (F(s)Kvco/s)/[1+KpdF(s)Kvco/s]*СС. F(s) - функция передачи фнч.
В полосе будет просто 1/Kpd², а на границе и вне полосы наверно будет что-то похожее тому, что нарисовал тау.
Но как я понял в этом синтезаторе для быстродействия полоса фапч выбирается в районе мгц поэтому пример с 10 кГц был не в тему.

нет, не согласен.
индекс модуляции при узкополосной ЧМ/ФМ ( а у нас амплитудные шумы превращаются в угловую модуляцию и фазовые шумы) равен ∆Fпик/fmod , причем ∆Fпик это размах девиации частоты на выходе из-за шума , которая при постоянной плотности шумового напряжения на входе VCO будет постоянна на выходе VCO в диапазоне всех разумных отстроек от несущей (например 1кГц...1 МГц) , но модулирующая частота растет при увеличении отстройки ( что эквивалентно увеличению fmod ) , то и получается что индекс модуляции падает вместе с частотой модуляции ( или , что то-же самое в нашем случае, с увеличением частоты отстройки от несущей). Именно индекс модуляции определяет отношение спектральной плотности мощности "боковой" компоненты шума к мощности основного несущего колебания.

Извиняюсь за корявость фразы , имелось ввиду "левее частотной границы фильтра PLL" т.е. в сторону уменьшения частоты отстройки.

Программа AdiSimPLL нарисовала фазовые шумы гипотетического синтезатора с идеальной опорой , идеальным нешумящим VCO с крутизной 200МГц/В ( для октавника в районе 1ГГЦ надо еще круче , если размах напряжения с выхода фазового детектора будет менее 5 вольт - имхо это для Вас важно). Эти шумы были посчитаны ранее в сообщении 66 чисто по формуле, но моделирование подтвердило их уровень в области границы фильтра PLL. На эти шумы не оказывает влияние ни делитель частоты в обратной связи, ни значение частоты сравнения ФД, только крутизна Kvco , спектральная плотность напряжения в мкВ/√Hz на входе VCO, и выбранная граница фильтра PLL.

Сообщение отредактировал тау - Nov 17 2011, 16:18

Вы правильно записали коэффициент передачи ФАПЧ, если не считать *СС. Не понимаю, что это такое. Не из-за него ли в итоге появляется квадрат у Kpd? По-моему квадрата не должно быть.