Измерение рассчитанных плат с мостами Вилкинсона на VNA, Измерение на VNA произвольных импедансов с минимальным отражением Опции

[Stefan1]

Добрый день. Помогите пожалуйста с проблемой:
Необходимо сравнить расчет моста Вилкинсона в Microwave office (рис. ниже) с реальным измерением данных расчитанных плат на анализаторе цепей. Необходимо измерить |S23|, |S21| и |S31|. Мост используется для сложения двух мощных транзисторов в S-диапазоне частот. Но возникает проблема: VNA измеряет с 50-ти омными портами, а мне нужно подставлять в порты 2 и 3 импеданс транзистора (например, Z=1-j4). Есть идея использовать для этого калибровочные наборы, трансформирующие 50 ом в необходимый импеданс и затем производить TRL калибровку всей оснастки включаяэти наборы, но уж больно это сложно.
Кто-нибудь сталкивался с такой проблемой?
Или же вопрос можно переформулировать: как измерять на VNA произвольные импедансы (порядка Z=1-j4) с минимальным отражением?



Сообщение отредактировал Stefan1 - May 4 2017, 13:24

[k0l0bun]

мб сделать расчет для 50-Ом портов и сравнить с экспериментом?
ну, для начала, к примеру
(имеется ввиду, заменить в AWR порты на 50-Ом и с этим сравнивать измерение)

[Stefan1]

мб сделать расчет для 50-Ом портов и сравнить с экспериментом?
ну, для начала, к примеру
(имеется ввиду, заменить в AWR порты на 50-Ом и с этим сравнивать измерение)

КСВ получается около 20. Будет большая погрешность при измерении на VNA. Кроме того нет уверенности, что настройка мостов в ходе измерения на VNA с 50-ю омами будет адекватна с реальными импедансами.

Сообщение отредактировал Stefan1 - May 4 2017, 13:36

[nljobs]

Или же вопрос можно переформулировать: как измерять на VNA произвольные импедансы (порядка Z=1-j4) с минимальным отражением?

Что же тогда получается, что VNA измеряет только импеданс 50 Ом??? ))

смотрите в сторону сдвига референсных плоскостей при измерении,
т.е. вам нужно добраться вашим калиброванным VNA до того места в топологии где подсоединяется транзистор

[k0l0bun]

мб сделать расчет для 50-Ом портов и сравнить с экспериментом?

так а если просто сделать ре-нормализацию измеренных S-параметров на ваши 1-j4?

так а если просто сделать ре-нормализацию измеренных S-параметров на ваши 1-j4?

Посмотрел на VNA Rohde & Schwarz - можно вручную задать произвольное значение reference impedance в настройках порта

[Stefan1]

смотрите в сторону сдвига референсных плоскостей при измерении,
т.е. вам нужно добраться вашим калиброванным VNA до того места в топологии где подсоединяется транзистор

Там же не 50-ти омная линия, как это - "добраться до места в топологии"?

так а если просто сделать ре-нормализацию измеренных S-параметров на ваши 1-j4?
Посмотрел на VNA Rohde & Schwarz - можно вручную задать произвольное значение reference impedance в настройках порта

Не то получится. Видимо в данном случае надо изготавливать переходные платы, трансформирующие 50 ом в импеданс транзистора, калибровать их и мерить в сечении транзистора. Но здесь также от погрешностей не уйти...

[MePavel]

Необходимо сравнить расчет моста Вилкинсона в Microwave office (рис. ниже) с реальным измерением данных расчитанных плат на анализаторе цепей. Необходимо измерить |S23|, |S21| и |S31|.

Думаю, что модули параметров |S23|, |S21| и |S31| практически не очень полезная информация. Почему бы не измерить полную матрицу S-параметров всего 3-х портового устройства (шестиполюсника)?
Если нужно совсем просто, то можно "отрезать" кусок платы с широкими микрополосками под выводами транзистора. Тогда останутся довольно узкие микрополоски, к которым можно без труда подключиться коаксиально-полосковыми переходами (последние исключаются из измерений). На частотах S-диапазона точность будет вполне приличной.
Модель широких микрополосков можно посчитать и в MWO, например, и добавить в общую схему.

Или же вопрос можно переформулировать: как измерять на VNA произвольные импедансы (порядка Z=1-j4) с минимальным отражением?

С помощью специального микрополоскового щупа (щупов) или делать TRL калибровку с помощью второй соответствующей платы.

[Stefan1]

Думаю, что модули параметров |S23|, |S21| и |S31| практически не очень полезная информация. Почему бы не измерить полную матрицу S-параметров всего 3-х портового устройства (шестиполюсника)?

Рассчитать в смысле? Ну с |S11| понятно, а зачем нужны |S22| и |S33|, если есть |S21| и |S31|? Задаем оптимизацию, чтобы |S21| и |S31| были равны -3 дБ и все само собой получится. Или я ошибаюсь?

Если нужно совсем просто, то можно "отрезать" кусок платы с широкими микрополосками под выводами транзистора. Тогда останутся довольно узкие микрополоски, к которым можно без труда подключиться коаксиально-полосковыми переходами (последние исключаются из измерений). На частотах S-диапазона точность будет вполне приличной.
Модель широких микрополосков можно посчитать и в MWO, например, и добавить в общую схему.

Имеете ввиду измерить таким образом реальный мост, а затем подставить его S-параметры в расчет?

С помощью специального микрополоскового щупа (щупов) или делать TRL калибровку с помощью второй соответствующей платы.

А под щупом Вы что имеете ввиду? Что-то типа экспоненциально расширяющегося полоска + линия с определенным волновым сопротивлением?
С калибровкой с помощью второй соответствующей платы - попробую.
Спасибо за дельные советы.

Сообщение отредактировал Stefan1 - May 5 2017, 16:43

[MePavel]

Рассчитать в смысле? Ну с |S11| понятно, а зачем нужны |S22| и |S33|, если есть |S21| и |S31|? Задаем оптимизацию, чтобы |S21| и |S31| были равны -3 дБ и все само собой получится. Или я ошибаюсь?

Не очень понял причём здесь оптимизация. Вроде как изначально Вы хотели измерить с помощью VNA мост Вилкинсона. Но на Вашей плате кроме него ещё и согласующие цепи под СВЧ транзистор. По-моему, логично лишнее физически отрезать (коль так важна точность измерений).
Кроме того, судя по топологии платы, не очень похоже, что мост по всем портам идеально 50-омный. Поэтому оптимизация по |S21| и |S31| на -3 дБ непонятно чего может дать (если вообще что-то даст, т.к. в устройстве всегда существуют потери и рассогласование). Да и если следовать Вашему подходу, то достаточно оптимизировать на -3 дБ только один из параметров |S21| и |S31|, т.к. мост симметричный.

Имеете ввиду измерить таким образом реальный мост, а затем подставить его S-параметры в расчет?

Да. В т.ч. с помощью симулятора (или теории цепей) полно оценить все характеристики моста.

А под щупом Вы что имеете ввиду?

Трансформирующий коаксиально-полосковый переход, у которого (в идеале) ширина полоска совпадает с шириной вывода транзистора.

[Stefan1]

Не очень понял причём здесь оптимизация. Вроде как изначально Вы хотели измерить с помощью VNA мост Вилкинсона. Но на Вашей плате кроме него ещё и согласующие цепи под СВЧ транзистор. По-моему, логично лишнее физически отрезать (коль так важна точность измерений).
Кроме того, судя по топологии платы, не очень похоже, что мост по всем портам идеально 50-омный. Поэтому оптимизация по |S21| и |S31| на -3 дБ непонятно чего может дать (если вообще что-то даст, т.к. в устройстве всегда существуют потери и рассогласование). Да и если следовать Вашему подходу, то достаточно оптимизировать на -3 дБ только один из параметров |S21| и |S31|, т.к. мост симметричный.

Нужно цепи согласования вместе с мостом измерить, поскольку мост по всем портам имеет отличное от 50-ти ом сопротивление, а также реактивную составляющую.
Попробовал в расчете отделить подвыводные площадки, получились такие параметры S21 и S31 стали по -5 дБ в центре полосы (резонанс низкодобротный) вместо -3.1, а S32 - вообще стал -10 дБ вместо -25, КСВ в сечении 50-ти ом меняется от 1,3 до 1,5 вместо 1.2. Получается вот эти характеристики и нужно сравнивать с аналогичными у измеренного моста?

Оптимизирую мост вместе с цепями согласования по параметрам: а)S11 или КСВ=1, б)S21 (S31) =-3дБ и в)S32м - чем меньше, тем лучше.
Зачем еще S22 и S33?
Если я Вас правильно понял, методика измерения моста (вместе с цепями согласования) такая, как изображена на рис ниже?



Сообщение отредактировал Stefan1 - May 5 2017, 17:35

[MePavel]

Нужно цепи согласования вместе с мостом измерить, поскольку мост по всем портам имеет отличное от 50-ти ом сопротивление, а также реактивную составляющую.
Попробовал в расчете отделить подвыводные площадки, получились такие параметры S21 и S31 стали по -5 дБ в центре полосы (резонанс низкодобротный) вместо -3.1, а S32 - вообще стал -10 дБ вместо -25, КСВ в сечении 50-ти ом меняется от 1,3 до 1,5 вместо 1.2. Получается вот эти характеристики и нужно сравнивать с аналогичными у измеренного моста?

Я бы сравнивал коэффициенты отражения и передачи в векторном виде. Скалярные величины дают меньше информации.

Оптимизирую мост вместе с цепями согласования по параметрам: а)S11 или КСВ=1, б)S21 (S31) =-3дБ и в)S32м - чем меньше, тем лучше.

Интересно взглянуть на файл проекта. Непонятно откуда S21 (S31) =-3дБ, когда на по портах 2 и 3 должен быть импеданс 1-j*4 Ома.

Зачем еще S22 и S33?

Их можно пересчитать в импеданс.

Если я Вас правильно понял, методика измерения моста (вместе с цепями согласования) такая, как изображена на рис ниже?

Да, как вариант.

[ASDFG123]

А у вас анализатор не умеет показыть диаграмму Смита из S11 S22 парамертов ?

На крайний случай можно симмитировать сопротивление на двух входах, и затем посмотреть какое будет на одном выходе.
И сколько спротивление балансного резистора ?

[Hale]

КСВ получается около 20. Будет большая погрешность при измерении на VNA. Кроме того нет уверенности, что настройка мостов в ходе измерения на VNA с 50-ю омами будет адекватна с реальными импедансами.

на соверменных VNA с ДД больше 90 дБ ничего страшного, имхо. Ну скалибруйтесь поаккуратнее, если есть переменная нагрузка, она как раз убирает возможные искажения на малых уровнях и на VNA постарше (но немного портит "взаимность" при калибровке) . Пока вы не включили транзистор, цепь линейная и S-параметры при любых уровнях изменяются алгебраически.
Что мешает просто посмотреть на круговую диаграмму импеданса порта и прочитать его значение?

Посмотрел на VNA Rohde & Schwarz - можно вручную задать произвольное значение reference impedance в настройках порта

размер коаксиала порта это не меняет. На Агилент есть такая же штука - просто ренормализация матрицы.

Не то получится. Видимо в данном случае надо изготавливать переходные платы, трансформирующие 50 ом в импеданс транзистора, калибровать их и мерить в сечении транзистора. Но здесь также от погрешностей не уйти...

только при паническом страхе отражений. У всех переходников есть недостаток - узкополосность. И потом не понятно, как калиброваться - только один порт на отражение. Согласованную нагрузку уже не подключите - даже прикладывание поглотителей будет сдвигать фазу. Вот вы пишите TRL. А у вас фикстура с емкостными площадками на концах. Это не однородный порт. Фаза отражения от таких открытых площадок вам известна вов сем диапазоне? Далее, а есть ли у вас калиброванная проходная линия этого импеданса того же размера?

Нужно цепи согласования вместе с мостом измерить

Если у вас порты с малейшими потерями и дисперсией, а по определению это так, то нифига не выйдет. Это 4-port network. Матрица 4х4.
Ведь для 2PORT как делается, S->ABCD; ABCDdecoupled=ABCDconn1^-1 * ABCDmeas * ABCDconn2^-1. Я еще ни разу не сталкивался с построением ABCD("A"-матриц) для четырехпортовых девайсов, и тем более не представляю как выглядит математика обратной матрицы компенсации портов.... В принципе это можно проследить в обратном порядке в каком-нибудь CAS, типа Derive, или Mathematica. но не думаю, что станет легче. И ошибки компутации и "не туго завинченной гайки" заметны даже на 2-портовых девайсах.
https://community.keysight.com/thread/8626
но проверял, но можете сами с карандашом проверить. останется только малое, прикинуть как вставить матрицы 2-портовых коннекторов в 4-портовое уравнение.

Сообщение отредактировал Hale - May 9 2017, 01:07

[MePavel]

У всех переходников есть недостаток - узкополосность.

Не согласен. Например, экспоненциальный переход обладает хорошей широкполосностью. Что касается 2,7-3,1 ГГЦ то можно обойтись и более примитивными микрополосковыми структурами, как бонус можно получить большую трансформацию сопротивления.

И потом не понятно, как калиброваться - только один порт на отражение. Согласованную нагрузку уже не подключите - даже прикладывание поглотителей будет сдвигать фазу. Вот вы пишите TRL. А у вас фикстура с емкостными площадками на концах. Это не однородный порт. Фаза отражения от таких открытых площадок вам известна вов сем диапазоне? Далее, а есть ли у вас калиброванная проходная линия этого импеданса того же размера?

Для этих целей как раз используется TRL-калибровка. Нет никаких проблем в изготовлении "калиброванной" микрополосковой линии передачи - перемычки. Ширина линии должна соответствовать ширине вывода транзистора. Затем рассчитывается характеристическое сопротивление линии.

Если у вас порты с малейшими потерями и дисперсией, а по определению это так, то нифига не выйдет. Это 4-port network. Матрица 4х4.
Ведь для 2PORT как делается, S->ABCD; ABCDdecoupled=ABCDconn1^-1 * ABCDmeas * ABCDconn2^-1. Я еще ни разу не сталкивался с построением ABCD("A"-матриц) для четырехпортовых девайсов, и тем более не представляю как выглядит математика обратной матрицы компенсации портов.... В принципе это можно проследить в обратном порядке в каком-нибудь CAS, типа Derive, или Mathematica. но не думаю, что станет легче. И ошибки компутации и "не туго завинченной гайки" заметны даже на 2-портовых девайсах.

ABCD матрицей описываются параметры четырёхполюсника - так для упрощения запоминания студентами коэффициентов пишут в учебниках. А по факту это A11, A12, A21, A22, т.е. А - параметры. А - параметры имеют уникальное свойство - минимальное количество математических операций при расчете (моделировании) электрических цепей. Нет никаких проблем сделать хоть 16-ти портовую калибровку. В этом случае получится матрица A(1,1)...A(16,16) и т.д.
Но по факту при калибровке VNA исключается из рассмотрения паразитный четырёхполюсник на каждом тестовом порте. Так что те же ABCD-параметры работают и при калибровке на кол-во портов большее двух.

[Hale]

Не согласен. Например, экспоненциальный переход обладает хорошей широкполосностью.

да, поправочка. То, что у радистов считается широкополосным (сто МГц), у университетских физиков считается узкополосным... широкополосность начинается от гигагерц (в процентах не считают, т.к. на ферритах, например, частотная зависимость обратная). Отличие практических схем от принципиальной модели... короче, чтобы экспоненциальный переход был широкополосным, экспонента должна быть бесконечной. А на практике неплохо работают переходники Клопфенштейна, даже нарисованные на глаз, обведенные квадратичной, или суммой двух обратных экспоненциальных функций.

ля этих целей как раз используется TRL-калибровка. Нет никаких проблем в изготовлении "калиброванной" микрополосковой линии передачи - перемычки.

ну как. с нулевой перемычкой THRU, скажем адгезивной, из индиевой фольги поверху полоска, понятно. А что вы будете делать с Line? надо же измерить параметры этого Line сначала. А измерять будете в той же фикстуре. Т.е. погрешность, измерения на 50-омных портах, которой автор так боится, сначала сядет на калибровку Line, а потом перекочует в конечные измерения, еще немного увеличившись. Ну, и как я сказал, фикстуры по моему неправильные - линия должна быть однородной на достаточно длинном участке больше полуволны точно. Либо это должны быть четвертьволновые ступеньки 6-8 порядка.

Ширина линии должна соответствовать ширине вывода транзистора.

наверное, чтобы калибровка была широкополосной, должна соответствовать ширине площадки фикстуры. А уж подогнана она под вывод транзистора, это другое дело.

ABCD матрицей описываются параметры четырёхполюсника... А по факту это A11, A12, A21, A22, т.е. А - параметры.

Это одно и то же. Называется матрицей передачи (Transfer в оптике, Transmission в СВЧ).
В любом случае, для 4-портовой цепи выводить ее дело неблагодарное.

Но по факту при калибровке VNA исключается из рассмотрения паразитный четырёхполюсник на каждом тестовом порте.

Об этом и речь! Но автор судя по всему не доверяет точной калибровке 50-омных портов и кажется намеревался показать класс в матричной алгебре (я это делал на 100 Ом, для двухпортовых линий не сложно)... Я бы согласился если бы речь шла об измерениях мощности ниже -90дБм на поколениях ЭЛТ спектроанализаторов агилента, скажем; да, они страдали нелинейностью и требовали калибровки мощномером в диапазоне каждого аттенюатора. Но видимо в наличие имеется вполне современный и высококлассный 4-портовый VNA, так нафига забивать себе голову?

Сообщение отредактировал Hale - May 10 2017, 01:07

[Stefan1]

Интересно взглянуть на файл проекта. Непонятно откуда S21 (S31) =-3дБ, когда на по портах 2 и 3 должен быть импеданс 1-j*4 Ома.

 most_Wilkins.rar ( 33.46 килобайт ) Кол-во скачиваний: 21

Но по факту при калибровке VNA исключается из рассмотрения паразитный четырёхполюсник на каждом тестовом порте. Так что те же ABCD-параметры работают и при калибровке на кол-во портов большее двух.

Не понял почему порты исключаются из рассмотрения при TRL калибровке? Калибровка ведь происходит в сечении широкой подвыводной площадки, а не в сечении портов (если предположить, что у всех коаксиально-полосковых переходов одинаковые потери). У нас анализатор цепей - Agilent 5230.

Если у вас порты с малейшими потерями и дисперсией, а по определению это так, то нифига не выйдет. Это 4-port network. Матрица 4х4.
Ведь для 2PORT как делается, S->ABCD; ABCDdecoupled=ABCDconn1^-1 * ABCDmeas * ABCDconn2^-1...
останется только малое, прикинуть как вставить матрицы 2-портовых коннекторов в 4-портовое уравнение.

Почему не выйдет измерять мост вместе с цепями согласования, а без цепей - получается можно?
Также Вы хотите сказать, что учет коаксиально-полосковых портов надо делать на бумаге (компе) после проведения калибровки? А как тогда измерять эти ABCD параметры портов или их надо рассчитывать?

ну как. с нулевой перемычкой THRU, скажем адгезивной, из индиевой фольги поверху полоска, понятно. А что вы будете делать с Line? надо же измерить параметры этого Line сначала. А измерять будете в той же фикстуре. Т.е. погрешность, измерения на 50-омных портах, которой автор так боится, сначала сядет на калибровку Line, а потом перекочует в конечные измерения, еще немного увеличившись. Ну, и как я сказал, фикстуры по моему неправильные - линия должна быть однородной на достаточно длинном участке больше полуволны точно. Либо это должны быть четвертьволновые ступеньки 6-8 порядка.

Элемент LINE измерять не надо, нужно только задать его параметры при TRL калибровке.
Ниже прикрепил TRL калибровочный набор. В полосе 2-4 ГГц у параметров |S21| и |S11| хорошие показатели. По фазе S11 тоже все норм (измерение THRU).


Сообщение отредактировал Stefan1 - May 10 2017, 09:10

[MePavel]

да, поправочка. То, что у радистов считается широкополосным (сто МГц), у университетских физиков считается узкополосным... широкополосность начинается от гигагерц (в процентах не считают, т.к. на ферритах, например, частотная зависимость обратная). Отличие практических схем от принципиальной модели... короче, чтобы экспоненциальный переход был широкополосным, экспонента должна быть бесконечной. А на практике неплохо работают переходники Клопфенштейна, даже нарисованные на глаз, обведенные квадратичной, или суммой двух обратных экспоненциальных функций.

Обычный экспоненциальный переход обладает широкополосностью университетских физиков. Например, такая оснастка https://www.maurymw.com/pdf/datasheets/4T-005.pdf работает в диапазоне 0,8 - 15 ГГц весьма неплохо (см. диаграмму Смитта "Typical S11 Performance of MT964C1-10").

А что вы будете делать с Line? надо же измерить параметры этого Line сначала. А измерять будете в той же фикстуре. Т.е. погрешность, измерения на 50-омных портах, которой автор так боится, сначала сядет на калибровку Line, а потом перекочует в конечные измерения, еще немного увеличившись.

Line - изготавливается на СВЧ подложке из известного материала, поэтому её волновое (характеристическое) сопротивление без больших погрешностей получают расчётным путём.

Ну, и как я сказал, фикстуры по моему неправильные - линия должна быть однородной на достаточно длинном участке больше полуволны точно. Либо это должны быть четвертьволновые ступеньки 6-8 порядка.

Это желательно, но для узкой полосы 2,7 - 3,1 ГГц вовсе необязательно.

наверное, чтобы калибровка была широкополосной, должна соответствовать ширине площадки фикстуры. А уж подогнана она под вывод транзистора, это другое дело.

Тут всё зависит от того, кому как легче потом интерпретировать результат измерения, когда ширина тестового порта не совпадает с шириной вывода транзистора.

Это одно и то же. Называется матрицей передачи (Transfer в оптике, Transmission в СВЧ).
В любом случае, для 4-портовой цепи выводить ее дело неблагодарное.

Современные VNA это умеют делать за доли секунды. На выходе просто получается матрица коэффициентов с описанием N-портового устройства. Все математические преобразования выполняются без каких-либо допущений. Так что основная погрешность измерений никак не связана с количеством портов у измеряемого устройства.

 most_Wilkins.rar ( 33.46 килобайт ) Кол-во скачиваний: 21

Посмотрел, я догадывался, что подвох в частотозависимом комплексном сопротивлении тестовых портов. То что получается в результате моделирования - это никак не стандартные S-параметры N-полюсника.

Не понял почему порты исключаются из рассмотрения при TRL калибровке? Калибровка ведь происходит в сечении широкой подвыводной площадки, а не в сечении портов (если предположить, что у всех коаксиально-полосковых переходов одинаковые потери). У нас анализатор цепей - Agilent 5230.

Процесс перехода в заданное сечение СВЧ тракта в VNA достигается исключением (деэмбедингом) внешних электрических цепей: от измерительной оснастки до внутренностей VNA. Все эти цепи можно описать матрицей 4-х полюсника для одного порта. Параметры этого 4-х полюсника определяются при калибровке. Естественно, что при многопортовой калибровке необходимо также учесть комплексные коэффициенты передачи между портами.

[Hale]

Line - изготавливается на СВЧ подложке из известного материала, поэтому её волновое (характеристическое) сопротивление без больших погрешностей получают расчётным путём.

Этот расчетный путь с требуемой точностью работает до 2 ГГц. Если бы все можно было оценить расчетным путем, ничего измерять было бы не нужно. Собственно, до 2 ГГц деды одним вольтметром и обходились без всяких VNA. А выше отклонение расчетов будет как минимум не лучше калибровки на 50-омных портах прецизионного VNA.

Обычный экспоненциальный переход обладает широкополосностью университетских физиков.

так я и говорю, при достаточной бесконечности его протяженности.
А в вашей ПДФ-ке 1)не обычный экспоненциальный, а переход Клопфенштейна. Чтобы автор сделал такой под свой проект - это к нему надо еще двух толковых дипломников приставить, которые будут рамсчитывать импедансы, переводить это в сечение полоска, травить и подгонять инетрационным методом.
2)в пдф-ке прецизионно рассчитанный и калиброванный продукт. В его погрешность все равно входит погрешность измерения на 50-омном VNA
3) Как я и сказал, проставка имеет ширину полосков фикстуры, а фикстура протяженная и не имеет резких ступеней и изгибов. В противном случае весь аппарат матриц летит коту под хвост.

но для узкой полосы 2,7 - 3,1 ГГц вовсе необязательно.

ну, для узкой, да. Для узкой можно и четвертьволновыми ступеньками обойтись, где площадка и будет последней ступенькой перехода.

как легче потом интерпретировать результат измерения

верно. Но принято интерпретировать относительно реального порта. В идеальном случае, переход надо травить на керамике с большим эпсилон и мириться с потерями(и понижением точности). Но это тоже задача не для коленок.

Современные VNA это умеют делать за доли секунды. На выходе просто получается матрица коэффициентов с описанием N-портового устройства. Все математические преобразования выполняются без каких-либо допущений. Так что основная погрешность измерений никак не связана с количеством портов у измеряемого устройства.

Насколько я представлял себе, не совсем так. VNA калибруют погрешности приемников при заданном включении. Им не надо заниматься деэмбедингом портов(подводящих линий) через высоко-ранговые матрицы. Хотя в софте такая функция и может быть - она гораздо медленнее.

Сообщение отредактировал Hale - May 11 2017, 02:25

[Stefan1]

Тут всё зависит от того, кому как легче потом интерпретировать результат измерения, когда ширина тестового порта не совпадает с шириной вывода транзистора.

Как я понимаю, надо сделать деембединг неоднородности, вызванной разницей вывода транзистора и ширины широкой части микрополосковой линии (тестового порта)?

Процесс перехода в заданное сечение СВЧ тракта в VNA достигается исключением (деэмбедингом) внешних электрических цепей: от измерительной оснастки до внутренностей VNA. Все эти цепи можно описать матрицей 4-х полюсника для одного порта. Параметры этого 4-х полюсника определяются при калибровке. Естественно, что при многопортовой калибровке необходимо также учесть комплексные коэффициенты передачи между портами.

А не подскажите как мне тогда откалиброваться для схемы, приведенной ниже?


Калибровка автокалибратором с 50-ти омными портами подойдет?
Или же надо проводить TRL калибровку в сечении выводов транзистора (рис ниже), а 3-й порт нагрузить на идеальные 50 ом (воткнуть в 4 порт VNA, например)?



Сообщение отредактировал Stefan1 - May 11 2017, 17:11

[khach]

Клопфенштейна одностороннего неплохо калибровать методом sliding load. Нужна одна нагрузка с сопротивлением, близким к характеристическому широкой части Клопфенштейна, но не идеальная, и несколько параллельных вставок разной длины. Вставки надо делать в том же техпроцессе и из того же диэлектрика, что и переход Клопфенштейна.

[MePavel]

Этот расчетный путь с требуемой точностью работает до 2 ГГц. Если бы все можно было оценить расчетным путем, ничего измерять было бы не нужно. Собственно, до 2 ГГц деды одним вольтметром и обходились без всяких VNA. А выше отклонение расчетов будет как минимум не лучше калибровки на 50-омных портах прецизионного VNA.

Задача инженерная и хотелось бы узнать в числах, что подразумевается под "требуемой точностью"?

так я и говорю, при достаточной бесконечности его протяженности.

Протяженности экспоненциального перехода в половину длины волны на нижней частоте достаточно с запасом.

А в вашей ПДФ-ке 1)не обычный экспоненциальный, а переход Клопфенштейна. Чтобы автор сделал такой под свой проект - это к нему надо еще двух толковых дипломников приставить, которые будут рамсчитывать импедансы, переводить это в сечение полоска, травить и подгонять инетрационным методом.

Я думаю, что автор темы бы не отказался от помощи двух толковых дипломников. Тем более, если они сами буду изготавливать печатные платы.

2)в пдф-ке прецизионно рассчитанный и калиброванный продукт. В его погрешность все равно входит погрешность измерения на 50-омном VNA

Согласен. Там факторов много. Нестабильность коаксиальных кабелей при изгибе. Уход параметров VNA и кабелей от времени и температуры и т.п.
Я так понимаю, что величина этих погрешностей для Вас неприемлема? Каким образом, Вы предлагаете уменьшить погрешность измерения?

3) Как я и сказал, проставка имеет ширину полосков фикстуры, а фикстура протяженная и не имеет резких ступеней и изгибов. В противном случае весь аппарат матриц летит коту под хвост.

Может есть какие-нибудь способы учесть несоответствие ширины полосков оснастки и вставки Delay Line? С этой задачей толковые дипломники могут справиться? А то легче всего сдаться, т.к. "аппарат матриц летит коту под хвост".

ну, для узкой, да. Для узкой можно и четвертьволновыми ступеньками обойтись, где площадка и будет последней ступенькой перехода.

Много ступенек придётся делать. Я так думаю, как минимум, 3-4. Выгодней использовать плавные переходы, т.к. они короче.

верно. Но принято интерпретировать относительно реального порта. В идеальном случае, переход надо травить на керамике с большим эпсилон и мириться с потерями(и понижением точности). Но это тоже задача не для коленок.

Почему Вы считаете, что потери так сильно снизят точность? Речь идёт о долях, единицах дБ. На фоне динамического диапазона современных VNA такими потерями можно пренебречь. Главное, чтобы оснастка был стабильна при механических и температурных воздействиях.

Насколько я представлял себе, не совсем так. VNA калибруют погрешности приемников при заданном включении. Им не надо заниматься деэмбедингом портов(подводящих линий) через высоко-ранговые матрицы. Хотя в софте такая функция и может быть - она гораздо медленнее.

Естественно, что математические формулы упрощены и в них присутствуют только комплексные значения a и b волн, снятые приёмниками.

Как я понимаю, надо сделать деембединг неоднородности, вызванной разницей вывода транзистора и ширины широкой части микрополосковой линии (тестового порта)?

Да.

А не подскажите как мне тогда откалиброваться для схемы, приведенной ниже?

Трехпортовая TRL-калибровка.

Калибровка автокалибратором с 50-ти омными портами подойдет?

Нет.

Или же надо проводить TRL калибровку в сечении выводов транзистора (рис ниже), а 3-й порт нагрузить на идеальные 50 ом (воткнуть в 4 порт VNA, например)?

Нет. Только полноценная трехпортовая TRL-калибровка и никаких автокалибраторов.

[Hale]

"требуемой точностью"

ну требуется точность сопоставимая с измерениями калиброванных 50-омных портах. на бумаге так не получится.

Протяженности экспоненциального перехода в половину длины волны на нижней частоте достаточно с запасом.

да ничего подобного. это должен быть заводской переход 100 раз выверенный и доработанный. а автор делает на коленках. и мы тоже пробовали на коленках (прототипирующей машиной по разным рексолитам). не выйдет у него полуволновой экспоненты. в нашем случае проще оказалось треугольник рисовать, результат устойчивее. Устойчивее и у Клопфенштейна, т.к. заходы у него параллельны контуру полоска, без излома. в лучшем случае если рястянет экспоненты на длину волны что-то получится сносное.

Может есть какие-нибудь способы учесть несоответствие ширины полосков оснастки и вставки Delay Line?

вставлять между ними эмпирические матрицы, учитывающие паразитные емкости/индуктивности и прочие неприятные моменты поперечного протекания токов, выпячивания и впучивания полей на неоднородностях. Уверен, что статьи на эту тему существуют, но я не заморачивался. когда работаешь по ферриту с проницаемостью 15, никакая статья не работает...только итерационный метод.

Почему Вы считаете, что потери так сильно снизят точность?

ну, не сильно, но калибруясь через серию аттенюаторов (по разным причинам) калибровка и измерения всегда страдают.

Естественно, что математические формулы упрощены и в них присутствуют только комплексные значения a и b волн, снятые приёмниками.

ну да. где подводящий тракт - часть приемника. афаик ищется только алгебраическая разница с целью в векторах значений по частоте. поэтому деембединг и не нужен.

Калибровка автокалибратором с 50-ти омными портами подойдет?
-нет

почему нет? члены матриц четвертой колонки и ряда просто выродятся. Если претензии к "Авто", т.е. пп. переключателям... ну на фазу и взаимность они влияют, но в целом амплитудная калибровка вполне нормальная.

Сообщение отредактировал Hale - May 15 2017, 04:06

[Stefan1]

Нет. Только полноценная трехпортовая TRL-калибровка и никаких автокалибраторов.

А не подскажите как мне данную калибровку проводить (или ссылку на литературу)? Не пойму как должны выглядеть элементы, учитывающие комплексные коэффициенты передачи между всеми 3 портами. Особенно не понятно как должны выглядеть элементы для порта 3 - это должен быть мост наподобие моста Вилкинсона, трансформирующий 50 ом в импеданс, равный импедансу элемента OPEN для TRL набора - 6 Ом (поскольку импеданс транзистора в сечении вывода равен примерно 1-j4, то создать качественные переходы, трансформирующие 50 ом в импеданс транзистора - нереально). При этом два элемента LINE надо будет вставлять между данным мостом и экспоненциальными переходами 1 и 2. Что-то типа этого:


Либо можно использовать классический вариант моста Вилкинсона, трансформирующего 50 ом в два сопротивления по 50 ом, как показано ниже:

Как тут быть?

да ничего подобного. это должен быть заводской переход 100 раз выверенный и доработанный. а автор делает на коленках. и мы тоже пробовали на коленках (прототипирующей машиной по разным рексолитам). не выйдет у него полуволновой экспоненты. в нашем случае проще оказалось треугольник рисовать, результат устойчивее. Устойчивее и у Клопфенштейна, т.к. заходы у него параллельны контуру полоска, без излома. в лучшем случае если рястянет экспоненты на длину волны что-то получится сносное.

У меня как раз переходы Клопфенштейн. Рассчитывал сначала в скрипте для программы AWR, специально разработанного для этих переходов (правда не мной), а затем в программе ЭМ-моделирования проверял расчет. На практике - в диапазоне частот 1,5 - 5 ГГц при соединении двух таких переходов вместе (элемент THRU) погрешности (амплитуда и фаза S11, S12) были небольшие. Вы по каким критериям и с каким уровнем точности оцениваете такие переходы?

Сообщение отредактировал Stefan1 - May 15 2017, 10:18

[MePavel]

ну требуется точность сопоставимая с измерениями калиброванных 50-омных портах. на бумаге так не получится.

На мой взгляд, логичнее сначала определиться какие величины нужно измерить и с какой точностью (погрешностью).

да ничего подобного. это должен быть заводской переход 100 раз выверенный и доработанный. а автор делает на коленках. и мы тоже пробовали на коленках (прототипирующей машиной по разным рексолитам). не выйдет у него полуволновой экспоненты. в нашем случае проще оказалось треугольник рисовать, результат устойчивее. Устойчивее и у Клопфенштейна, т.к. заходы у него параллельны контуру полоска, без излома. в лучшем случае если рястянет экспоненты на длину волны что-то получится сносное.

Опять же, возвращаемся к вопросу о необходимой и достаточной точности изготовления этого перехода. На практике линейный переход устойчивей, если его резаком вручную вырезать. А по факту, широкополосный трансформатор на таком переходе, мягко говоря, не очень. Чтобы результат был устойчивым (стабильным) надо нормальные коаксиально-полосковые переходы использовать и платы напаивать на основание, а не прикручивать винтами.

вставлять между ними эмпирические матрицы, учитывающие паразитные емкости/индуктивности и прочие неприятные моменты поперечного протекания токов, выпячивания и впучивания полей на неоднородностях. Уверен, что статьи на эту тему существуют, но я не заморачивался. когда работаешь по ферриту с проницаемостью 15, никакая статья не работает...только итерационный метод.

В научном сообществе такие рассуждения могут не понять. Статьи должны содержать только достоверную и полезную информацию. А итерационный метод - обычно очень затратный. Почему бы не использовать уравнения математической физики?

почему нет? члены матриц четвертой колонки и ряда просто выродятся. Если претензии к "Авто", т.е. пп. переключателям... ну на фазу и взаимность они влияют, но в целом амплитудная калибровка вполне нормальная.

И амплитудная калибровка не особо точная. Для фильтра пойдёт, для измерения согласующих цепей - нет (см. datasheet на VNA).

А не подскажите как мне данную калибровку проводить (или ссылку на литературу)? Не пойму как должны выглядеть элементы, учитывающие комплексные коэффициенты передачи между всеми 3 портами. Особенно не понятно как должны выглядеть элементы для порта 3 - это должен быть мост наподобие моста Вилкинсона, трансформирующий 50 ом в импеданс, равный импедансу элемента OPEN для TRL набора - 6 Ом (поскольку импеданс транзистора в сечении вывода равен примерно 1-j4, то создать качественные переходы, трансформирующие 50 ом в импеданс транзистора - нереально). При этом два элемента LINE надо будет вставлять между данным мостом и экспоненциальными переходами 1 и 2. Что-то типа этого:

Для 3-го порта можно использовать обычный 50-омный коаксиально полосковый переход (КПП). Необходимо сделать две модели оснастки на 6 Ом - по методу TRL и модель 50-ом КПП. Затем откалибровать VNA на 3-порта в 50-омах. Подключить к VNA все три перехода и сделать их деэмбединг. Далее все это пристыковать к исследуемой плате и измерить 3-х портовые S-параметры.
Если необходимо замерить только импеданс платы и развязку со стороны подключения транзистора, то можно 3-й порт нагрузить просто на 50 Ом через КПП.

[Hale]

Вы по каким критериям и с каким уровнем точности оцениваете такие переходы?

ну, это от нужд. У нас была необходимость равномерности полосы и фазы шире 500 МГц на 10ггц. Причем гарантированно, т.к. в конце подключался как согласователь к резонансной антенне. Полоса у экспоненциальных уже, и небольшая ошибка (например емкость) при сопряжении сбивает точку минимума. А боковые горбы |Г| у него выше даже на полуволновой дистанции (см. рисунок).

А по факту, широкополосный трансформатор на таком переходе, мягко говоря, не очень. Чтобы результат был устойчивым (стабильным) надо нормальные коаксиально-полосковые переходы использовать и платы напаивать на основание, а не прикручивать винтами.

Пожалуйста, перестаньте. Нет такого факта. Еще раз посмотрите на иллюстрацию из учебника:
Рис. выше.
Экспоненциальный очень хорош как укороченный фиксированный трансформатор внутри сравнительно узкополосных схем. Но не как элемент разборного сопряжения.

[Stefan1]

Для 3-го порта можно использовать обычный 50-омный коаксиально полосковый переход (КПП). Необходимо сделать две модели оснастки на 6 Ом - по методу TRL и модель 50-ом КПП. Затем откалибровать VNA на 3-порта в 50-омах. Подключить к VNA все три перехода и сделать их деэмбединг. Далее все это пристыковать к исследуемой плате и измерить 3-х портовые S-параметры.
Если необходимо замерить только импеданс платы и развязку со стороны подключения транзистора, то можно 3-й порт нагрузить просто на 50 Ом через КПП.

А что Вы подразумеваете под ""моделью оснастки по методу TRL"? Через какие меры Вы подразумеваете описание данной модели на 6 ом (1 и 2 порт) по методу TRL - через OPEN, LINE и THRU? Как тогда дальше проводить калибровку на три порта в 50-омах? Автокалибратором уже получается нельзя калиброваться в этом случае? А также подскажите пожалуйста как описать модель для 50-ти омного КПП (порт 3)?

Сообщение отредактировал Stefan1 - May 16 2017, 19:11

[MePavel]

Пожалуйста, перестаньте. Нет такого факта. Еще раз посмотрите на иллюстрацию из учебника:
Рис. выше.
Экспоненциальный очень хорош как укороченный фиксированный трансформатор внутри сравнительно узкополосных схем. Но не как элемент разборного сопряжения.

На иллюстрации из учебника ясно видно, что линейный переход работает явно хуже всех. Причём рассмотрен случай для коэффициента трансформации сопротивления равном двум. А что будет если необходимо трансформировать сопротивление, например, в 10 раз?
Я никак не могу понять, почему Вы считаете, что экспоненциальный переход узкополосный? Если у Вас на 10 ГГц требуется полоса 500 МГц, то можете спокойно обойтись четвертьволновым отрезком линии передачи.

А что Вы подразумеваете под ""моделью оснастки по методу TRL"?

Табличное описание оснастки, как четырёхполюсника.

Через какие меры Вы подразумеваете описание данной модели на 6 ом (1 и 2 порт) по методу TRL - через OPEN, LINE и THRU?

Да.

Как тогда дальше проводить калибровку на три порта в 50-омах? Автокалибратором уже получается нельзя калиброваться в этом случае?

Если нет ничего другого в качестве эталонных мер, то можно и автокалибратором.

А также подскажите пожалуйста как описать модель для 50-ти омного КПП (порт 3)?

Точно так же как модель оснастки.

[Hale]

На иллюстрации из учебника ясно видно, что линейный переход работает явно хуже всех.

Вы чем, простите, смотрите?
Линейный - это пунктир. На длине волны (это условия использования треугольника, равно как и широкополосного участка обоих) у него наилучшее согласование из всех в самой широкой полосе. У Клопштейна чуть-чуть похуже. А у экспоненциального хуже раза в три.
Вообще, при любом раскладе треугольник дает наиболее широкую полосу согласования.
Клопштейн - очевидно, это хороший компромис между минимальной(узкополосной) длиной экспоненты и уровнем отражений треугольника. Ну и чисто технологическая выгода от захода без углов.

Экспоненциальный переход - это самый узкополосный самый технологически неудобный переход из трех названных. Его полуволновый бонус достижим только при 146% гарантии неизменности расчетной нагрузки на обоих концах.

[Stefan1]

Буду пробовать. Спасибо всем за помощь. Особенно Вам, MePavel, уже который раз помогаете.

[MePavel]

Вы чем, простите, смотрите?
Линейный - это пунктир. На длине волны (это условия использования треугольника, равно как и широкополосного участка обоих) у него наилучшее согласование из всех в самой широкой полосе. У Клопштейна чуть-чуть похуже. А у экспоненциального хуже раза в три.
Вообще, при любом раскладе треугольник дает наиболее широкую полосу согласования.
Клопштейн - очевидно, это хороший компромис между минимальной(узкополосной) длиной экспоненты и уровнем отражений треугольника. Ну и чисто технологическая выгода от захода без углов.
Экспоненциальный переход - это самый узкополосный самый технологически неудобный переход из трех названных. Его полуволновый бонус достижим только при 146% гарантии неизменности расчетной нагрузки на обоих концах.

Прикрепил результат моделирования линейного и экспоненциального перехода на подложке h=0,5 мм; e=10, T=17 мкм, длина перехода l=50 мм (соответственно первый полуволновой минимум отражения на частоте 1175 МГц). Трансформация сопротивления из 50 в 5 Ом. Приведенные коэффициенты отражения для низкоомного порта.
Так и не понял, где узкополосность и где линейный переход лучше?

[Hale]

что-то вы попутали в модели. Должно быть наоборот. По крайней мере в жизни, на практике, с точностью до наоборот. У линейного не такая волна, она широкая, и минимум соотв. шире； а т.к. он в любой точке аппроксимируется однородной линией, то и в точке наилучшего согласование должно быть глубже. поправка только на излучение в S21 на большой протяженности (которое существует и в экспоненциальном). Но излучение S11 не портит.
Учитывая большой эпсилон - скорее всего у вас ошибка в точке соединения с МПЛ - из-за уголка возникла реактивность, достаточно большая при e=10, испортившая согласование. Либо банально симулятор слишком упростил меш, увидев линейные отрезки. Такое тоже бывает, потомоу что экспонента требует большого числа нерегулярных хорд, и меш обычно получается плотненький. Для линейных же отрезков плотность сетки надо задавать вручную (если это не HFSS, который старается выравнивать плотностью энергии на тетраэдр).

[MePavel]

что-то вы попутали в модели. Должно быть наоборот.

Проверил, ничего не попутал.

По крайней мере в жизни, на практике, с точностью до наоборот.

В жизни многократно измерял и моделировал в разных электромагнитных симуляторах экспоненциальные переходы. Измерения очень хорошо сходятся с моделированием.
Моделировал так же линейные переходы, но результат совсем не устроил. Поэтому такие переходы изготавливать и измерять я посчитал бессмысленным занятием, по крайней мере, для широкополосного согласования.

У линейного не такая волна, она широкая, и минимум соотв. шире； а т.к. он в любой точке аппроксимируется однородной линией

Каждый из рассматриваемых трёх переходов можно в любой точке аппроксимировать однородной линией передачи.

то и в точке наилучшего согласование должно быть глубже. поправка только на излучение в S21 на большой протяженности (которое существует и в экспоненциальном).

Т.е., насколько, я понял, потери на излучение существуют только в экспоненциальном переходе, а линейный переход ничего не излучает?

Учитывая большой эпсилон - скорее всего у вас ошибка в точке соединения с МПЛ - из-за уголка возникла реактивность, достаточно большая при e=10, испортившая согласование.

Я моделировал переход в чистом виде. Т.е. ширина МПЛ соответствует ширине перехода на обоих его концах. Неоднородностей в месте подключения нет, поэтому эпсилон не при чём.

Либо банально симулятор слишком упростил меш, увидев линейные отрезки. Такое тоже бывает, потомоу что экспонента требует большого числа нерегулярных хорд, и меш обычно получается плотненький. Для линейных же отрезков плотность сетки надо задавать вручную (если это не HFSS, который старается выравнивать плотностью энергии на тетраэдр).

Во всех ЕМ-симуляторах задавал шаг сетки вручную и уменьшал его до тех пор, пока разница между последним и предпоследним моделированием была ничтожна.

[Hale]

Проверил, ничего не попутал.

Оба меша покажите пожалуйста.

Каждый из рассматриваемых трёх переходов можно в любой точке аппроксимировать однородной линией передачи.

Экспоненциальный - него и ширина и импеданс меняются нелинейно. (W(x+Dx)+W(x-Dx))/2!=W(x).

В жизни многократно измерял и моделировал в разных электромагнитных симуляторах экспоненциальные переходы. Измерения очень хорошо сходятся с моделированием.

Это притянуто за уши. Потому что измерения на СВЧ реально очень редко сходятся с численным моделированием. Хотя-бы потому что моделирование, это всегда аппроксимация для каких-то условий в одной точке, или для заданного состояния, но не в широком диапазоне условий. Но правильно поставленное моделирование может многое сказать о характеристических частотах, либо же об амплитудах/фазах, например.

Т.е., насколько, я понял, потери на излучение существуют только в экспоненциальном переходе, а линейный переход ничего не излучает?

Немножко излучает любая неоднородная линия. Особенно с радиальными изгибами - поэтому часто изломы с компенсационными подрезами предпочтительнее плавных изгибов (в целом, это вопрос о компромисах). Т.к. искривление в экспоеннциальном больше, то и излучать он должен больше. Но если линия длиннее четвертьволны, то при неудачном согласовании она может превратиться в антенну.

Но ради справедливости, я сейчас посмотрел свежим взглядом, и мне кажется что картинка в учебнике - тоже лажа. Там что-то свое под треугольным переходом имеется в виду - минимум на полволны все-таки быть должен. Хотя характер лепестков и похожий.

Я сейчас зарядил тот симулятор что имею (OPENEMS - бесплатный FDTD). Модель строить долго, считает долго, но из одной модели легко изготовить равноценную модель другого перехода, чтобы сравнить.
Подождите немножко, пока досчитает.
Но я уже сейчас после грубой оценки могу сказать, что разница уровней на ВЧ у вас точно неверная, и скорее всего именно из-за разной плотности меша. К сожалению, точное общее ослабление я получить не смогу, потому что FDTD сильно зависит от качества согласованных ГУ; а при подводе не плоской вольны, а волноводов они немного отражают, те все S11-параметры будут одинаково приподняты. Я делаю скидку где-то на 10дБ, что близко к практике.


На картинках экспоненциальный и прямой плавные согласователи с 20 на 80 Ом (на подложке 0.5, ε=10, металл - медь 17μm), синтезированные по формулам из Фуско (с известной погрешностью формул синтеза)
Я посчитал меш достаточно плотным, чтобы сдвигать узлы на 1/3 относительно модели (это довольно муторно для переходов, но вы можете попробовать)

Как видно, разница не сильно заметна. Но по критерию максимумов горбов, экспонента очевидно лучше, как и должно быть.
А учебник, который я цитировал, можно забыть. там и вправду какая-то ерунда. Официально извиняюсь.


P.S.
В моделировании был баг - проблема не с отражением от поглощающих ГУ, т.е. она существует, но я ее уже задавил в модели. Была включена чертова нормализация портов к 50Омам.
Собтветственно, завтра закину правильный график для сравнения абсолютных значений. Но в общем, вы поняли в чем практическая разница.

[MePavel]

Оба меша покажите пожалуйста.

Экспоненциальный - него и ширина и импеданс меняются нелинейно. (W(x+Dx)+W(x-Dx))/2!=W(x).

Это нисколько не мешает описывать экспоненциальный переход с помощью ступенчатого, состоящего из отрезков линий передач.

Это притянуто за уши. Потому что измерения на СВЧ реально очень редко сходятся с численным моделированием. Хотя-бы потому что моделирование, это всегда аппроксимация для каких-то условий в одной точке, или для заданного состояния, но не в широком диапазоне условий. Но правильно поставленное моделирование может многое сказать о характеристических частотах, либо же об амплитудах/фазах, например.

Задачи притягивать за уши измерения к моделированию не было. Правильно поставленное моделирование - это основа в проектировании различных устройств, в т.ч. и СВЧ. Естественно, что без должной подготовки или опыта в моделировании и измерениях вероятность схождения одних с другими невелика.

Немножко излучает любая неоднородная линия. Особенно с радиальными изгибами - поэтому часто изломы с компенсационными подрезами предпочтительнее плавных изгибов (в целом, это вопрос о компромисах).

Интересно, где можно об этом почитать?

Т.к. искривление в экспоеннциальном больше, то и излучать он должен больше. Но если линия длиннее четвертьволны, то при неудачном согласовании она может превратиться в антенну.

Не могу так однозначно согласиться. Думаю потери на излучение в разных переходах примерно одной величины. А вот рассогласование в линейном переходе самое большое.

Но ради справедливости, я сейчас посмотрел свежим взглядом, и мне кажется что картинка в учебнике - тоже лажа.

Думаю, что тот учебник не слишком авторитетный.

В моделировании был баг - проблема не с отражением от поглощающих ГУ, т.е. она существует, но я ее уже задавил в модели. Была включена чертова нормализация портов к 50Омам.

Из приведенных зависимостей очевидно, что переходы работают в рассогласованном режиме (возможно даже на обоих концах).

[Hale]

Оба меша покажите пожалуйста.

Ну да, экспоненциальный в два раза плотнее (смотрите по краям).
Хотя плотность линейного вполне удовлетворительная, имхо.

Это нисколько не мешает описывать экспоненциальный переход с помощью ступенчатого, состоящего из отрезков линий передач.

как и любой переход. Но каждую ступеньку тогда вы будете делать в четвертьволны ；）　Или согласование заметно испортится. Все плавные переходы работают только при условии допусков в десятки раз ниже четвертьволны.

Задачи притягивать за уши измерения к моделированию не было.

я это оставляю на совести мешера. слишком, ненормально велико расхождение имхо. когда я вырезал переходы на прототипной машине, ничего подобного не наблюдал.

Интересно, где можно об этом почитать?

бдышь. вопрос на миллион. если не ошибаюсь когда диссер писал, драл метод решения для криволинейных параллельных волноводов из Вайнштейна что-ли. по крайней мере в Вайнштейне много фундаментального анализа самых разных структур. А вот теоретические выкладки для tappered структур я никогда не видел. пользовался поваренными книгами. (отсюда и мое предыдущее заблуждение насчет длины треугольника... поваренные книги иногда врут). Если я правильно представляю - основной вклад излучения на изгибах -нескомпенсированность токов в несимметричной структуре. это все выводится из волновых уравнений для полоска внешней среды через ГУ. А вот в неоднородных симметричных скорее возникнут высшие моды, которые попадут в область излучения. Но в случае крутых переходов, как экспоненциальный, возможна и небольшая асимметрия.

А вот рассогласование в линейном переходе самое большое.

ну, в целом заметное. Но технологически на коленках получить хорошее согласование на линейном гораздо проще. Хотя-бы потому что вы в линейном длину можете оценить по среднему из ε_eff для начала и для конца. А у экспоненциального... придется делать очень длинный высокоимпедансный хвост и несколько раз подрезать. И резкий изгиб на низкоомном входе при неидеальном исполнении может выдать паразитную емкость (особенно при большой разнице импедансов на длине первого минимума).
Да, у меня посчиталось с нормализацией по U/I низкоимпеданскного входа (Я прицеливался на 20 Ом) с улучшенным PML (экспериментальная фича, автор не рекомендовал, но...)

что переходы работают в рассогласованном режиме

а вот и нет. просто нормализованные S-матрицы. Можно было попробовать пересчитать, но мне лень было писать новый код. я просто еще пару часиков подождал и получил вот это:


картинка с учетом проводимости, но без учета потерь (т.к. у нас придуманный диэлектрик). длину брал по диэлектрику, но на самом деле эффективная гораздо меньше (между 6 и 8), поэтому полноволновый минимум и убежал с 3.5 ГГц на 4ГГц.
Так что при идеальном исполнении результат конечно очень приятный. но при небольших ошибках, я бы даже не заморачивался. в лабе проще нарисовать полноволновый треугольник и не нервничать, сколько раз его подрезать, что мы и делали.

[MePavel]

как и любой переход. Но каждую ступеньку тогда вы будете делать в четвертьволны ；）　

Нет. Обычная аппроксимация прямоугольниками фигуры перехода.

Или согласование заметно испортится. Все плавные переходы работают только при условии допусков в десятки раз ниже четвертьволны.

я это оставляю на совести мешера. слишком, ненормально велико расхождение имхо. когда я вырезал переходы на прототипной машине, ничего подобного не наблюдал.

Опять же, судя по Вашим сообщениям, Вам требуется совпадение моделирования с измерениями на уровне погрешности калибровки VNA на 50 Ом на частотах около 10 ГГц.
Если мыслить логически, то:
1) Работа на 10 ГГц предполагает наличие достаточно точного VNA.
2) Наличие точного VNA предполагает наличие заводского механического калибровочного набора и фазостабильных кабелей.
Следовательно точность калибровки VNA на 50-омных разъёмах будет логично выше, чем совпадение моделирования с измерениями для микрополосковых плавных переходов. Отсюда следует, что Вы слишком много хотите от изготовленного на коленке перехода.

я просто еще пару часиков подождал и получил вот это:

Теперь результат ближе к истине.

Так что при идеальном исполнении результат конечно очень приятный. но при небольших ошибках, я бы даже не заморачивался. в лабе проще нарисовать полноволновый треугольник и не нервничать, сколько раз его подрезать, что мы и делали.

Почему бы не заказать печатную плату на производстве? И с другой стороны. Ну допустим получился не очень точный переход, почему тогда нельзя его просто исключить из рассмотрения?

[Hale]

Нет. Обычная аппроксимация прямоугольниками фигуры перехода.

четвертьволны делают чтобы при такой аппроксимации отражение от неоднородности уходило в ноль на входе. Если вы не делаете четвертьволны, то лучше не делать никак. Но в какой-то момент при увеличении числа ступенек и уменьшении их размера конечно отражение ассимптотически переходит в характеристику плавного перехода. Но как рпавило это разрешение маски, или диаметр прототипирующей фрезы (0.1-0.2мм).

Вам требуется совпадение моделирования с измерениями на уровне погрешности калибровки VNA на 50 Ом на частотах около 10 ГГц.

не мне. Автору. Меня всегда вполне устраивал прямолинейный полноволновый переход. т.к. с ним напортачить шансов меньше. Когда приперало, рисовал на глаз Клопа (я уже говорил почему). А эксплненциальный в случае промаха(а они были) дает чуть ли не худшие результаты. Требует очень аккуратной стыковки, пайки. И совершенно не корректируется на коленках. Так получается, что в исследовательской работе всякие там бреговские структуры никогда не получаются на 50 Ом, Тем более, если цель - согласование на 300 Ом. При измерениях в нужной полосе все надо пересогласовывать.

1) Работа на 10 ГГц предполагает наличие достаточно точного VNA.

да ладно вам. мы в вузе обходились парой советских панорам, спеканом и двумя синтезаторами. и ничо... в 10 ГГц нет ничего запредельного.
Другое дело, что 4-портовые ВНА - сравнительная редкость и как правило это приборы высокой категории...но мы о закромах автора ничего не знаем.

Наличие точного VNA предполагает наличие заводского механического калибровочного набора и фазостабильных кабелей.

пшььь. ничего оно не предполагает. калибровочный набор не входит в комлпект и является расходным материалом. когда совсем нет ничего под рукой, "калиброваться" можно аттенюаторами и запаянными по разному обрезками кабелей. Это конечно жуткий треш, но для элементарной поверки в пределах 15-20 дБ годится. У нас как раз сейчас на предприятии такая ситуация.

Следовательно точность калибровки VNA на 50-омных разъёмах будет логично выше, чем совпадение моделирования с измерениями для микрополосковых плавных переходов. Отсюда следует, что Вы слишком много хотите от изготовленного на коленке перехода.

Нет. отсуюда следует что не надо заниматься фигней, а мерять нормально на 50-омных портах. И если сильно будет чесаться - пересчитать нормализацию в матлабе.

Теперь результат ближе к истине.

Я бы сказал, гораздо ближе вашего графика. не знаю, почему у вас вообще такое расхождение дикое. оба графика истины, но предыдущий был нормализован. Но я еще не симулировал с потерями и случайной погрешностью (я могу это в скрипте прописать)...

Почему бы не заказать печатную плату на производстве?

не знаю как у вас,у нас производство меньше 100 штук не производит. и ждать месяц или это будет стоить как партия в 1000 штук в штучном исполнении на прототипировочной машине стороннего владельца. (в универе-то мы за бюджетный счет рисовали). а потом окажется, что с допусками промахнулись...

[Hale]

Просимулировал с потерями в подложке tanD=0.001, с девиацией при обводке перехода как на графике (линия идет вперед по одному краю, потом назад по другому). Без острых надрезов (долго симулировать). И без канавки от фрезы вокруг полоска.
Металл аппроксимирован плоскостью с виртуальной толщиной 17 микрон. Это лучше работает на FDTD, чем реальный меш, который предпочтителен в FEM/MoM.
Обратите внимание на S21. Я полагаю, разница вызвана вкладом излучения (все границы коме нижней - PML). Имхо, стоит задуматься. По S11 видно что экспонента "дышит" в разных частях в зав. от погрешностей -3 пик меньше 4 пика.

[Stefan1]

Для 3-го порта можно использовать обычный 50-омный коаксиально полосковый переход (КПП). Необходимо сделать две модели оснастки на 6 Ом - по методу TRL и модель 50-ом КПП. Затем откалибровать VNA на 3-порта в 50-омах. Подключить к VNA все три перехода и сделать их деэмбединг. Далее все это пристыковать к исследуемой плате и измерить 3-х портовые S-параметры.
Если необходимо замерить только импеданс платы и развязку со стороны подключения транзистора, то можно 3-й порт нагрузить просто на 50 Ом через КПП.

Возвращаясь к первоначальной теме... Правильно ли я понял, что данная методика подходит только для переходов (клопфенштейн или других), трансформирующих 50 ом в импеданс, приблизительно равный импедансу транзистора? Или же надо искусственно на компе после проведения всех измерений проводить корректировку данных импедансов? При отличие импеданса транзистора от импеданса, получившегося в широкой части расширяющегося перехода на VNA в реальном времени такая корректировка невозможна, как я понимаю. Если подробнее про пересчет на компе для случая отличия данных импедансов, то я имею ввиду, что после deembeding'а моделей оснастки нужно в сечении подвыводных площадок моста Вилкинсона (порты 2 и 3 на рис в самом начале данной темы) "заменять" импеданс, получившийся при трансформации на переходе клопфенштейн из 50-ти ом в его широкое сечение (где-то Z=4-j0,5) на импеданс транзистора (Z=1-j4). Если же этого не делать и измерять на VNA мост плюс переходы, то появится неоднородность в месте между подвыводной площадкой моста и широкой частью перехода Клопфенштейн, что исказит результат измерения. По расчету параметры S21 и S31 при этом становятся равными 6-7 дБ в полосе 2,7-3,1 ГГц вместо 3,2.
Для измерения в реальном времени на VNA, как я понимаю, надо изготовить переход, трансформирующий 50 ом в импеданс транзистора (это уже будет не плавный переход, а некая цепь согласования), что представляется непростым делом. Также при этом наверняка вырастут погрешности deembedinga оснастки и всего измерения.
Кроме всего вышесказанного остается неразрешенным вопрос связи между двумя переходами Клопфенштейна (2 и 3 порты), расположенными параллельно друг другу на небольшом расстоянии. Не знаете как учесть такие наводки?

Сообщение отредактировал Stefan1 - May 24 2017, 19:21

[MePavel]

четвертьволны делают чтобы при такой аппроксимации отражение от неоднородности уходило в ноль на входе.

Не понимаю Вас. В начале теме Вы писали, что Вам нужна широкополосность. Реальный четвертьволновой отрезок линии передачи можно изготовить только для единственной частоты, для других частот - этот отрезок уже не является четвертьволновым. Поэтому отражения в диапазоне частот от неоднородности будут и в ноль на входе уйти не получится.

Если вы не делаете четвертьволны, то лучше не делать никак. Но в какой-то момент при увеличении числа ступенек и уменьшении их размера конечно отражение ассимптотически переходит в характеристику плавного перехода. Но как рпавило это разрешение маски, или диаметр прототипирующей фрезы (0.1-0.2мм).

Естественно, что речь шла о разбиении переходов не на 2-3 отрезка, а на десятки, сотни (вплоть до бесконечности).

Тем более, если цель - согласование на 300 Ом. При измерениях в нужной полосе все надо пересогласовывать.

Даже интересно как выглядит микрополосковый плавный переход 50->300 Ом на 10 ГГц.

Я бы сказал, гораздо ближе вашего графика. не знаю, почему у вас вообще такое расхождение дикое. оба графика истины, но предыдущий был нормализован. Но я еще не симулировал с потерями и случайной погрешностью (я могу это в скрипте прописать)...

Думается мне, причина расхождения в том, что у нас разные переходы. Исходные данные для расчета:
подложка: толщина диэлектрика h=0,508 мм, отн. диэл. проницаемость e=10, толщина металлизации - 17 мкм, tanD=0, проводник - золото.
параметры перехода: длина l=50 мм, ширина узкой и широкой части на концах микрополоска: w1=0,469496 мм; w2=10.998 мм. Трансформация из 50 Ом в 5 Ом (w1 и w2 рассчитывались на частоте 1 ГГц). Коэффициент отражения измерялся со стороны низкоомного порта.

не знаю как у вас,у нас производство меньше 100 штук не производит. и ждать месяц или это будет стоить как партия в 1000 штук в штучном исполнении на прототипировочной машине стороннего владельца. (в универе-то мы за бюджетный счет рисовали). а потом окажется, что с допусками промахнулись...

Закажите плату на специализированном предприятии. Сроки могут сократиться до недели, а стоимость вполне приемлемая.

Возвращаясь к первоначальной теме... Правильно ли я понял, что данная методика подходит только для переходов (клопфенштейн или других), трансформирующих 50 ом в импеданс, приблизительно равный импедансу транзистора?

Нет. Для любых переходов. Для повышения точности, конечно, желательна близость импеданса оснастки к комплексно сопряженному сопротивлению транзистора. Плавные переходы хороши тем,что ни работают в широкой полосе частот и потому более универсальны.

Или же надо искусственно на компе после проведения всех измерений проводить корректировку данных импедансов?

Такой вариант не исключен.

При отличие импеданса транзистора от импеданса, получившегося в широкой части расширяющегося перехода на VNA в реальном времени такая корректировка невозможна, как я понимаю.

Возможна.

Если подробнее про пересчет на компе для случая отличия данных импедансов, то я имею ввиду, что после deembeding'а моделей оснастки нужно в сечении подвыводных площадок моста Вилкинсона (порты 2 и 3 на рис в самом начале данной темы) "заменять" импеданс, получившийся при трансформации на переходе клопфенштейн из 50-ти ом в его широкое сечение (где-то Z=4-j0,5) на импеданс транзистора (Z=1-j4). Если же этого не делать и измерять на VNA мост плюс переходы, то появится неоднородность в месте между подвыводной площадкой моста и широкой частью перехода Клопфенштейн, что исказит результат измерения. По расчету параметры S21 и S31 при этом становятся равными 6-7 дБ в полосе 2,7-3,1 ГГц вместо 3,2.

Ничего не понял. Если Вам надо сравнить результат моделирования с измерением, что просто снимаете S-параметры устройства, а файлик вставляете в проект и сравниваете. С таким подходом можно измерить любые характеристики устройства точно так же, как в исходной модели.

Для измерения в реальном времени на VNA, как я понимаю, надо изготовить переход, трансформирующий 50 ом в импеданс транзистора (это уже будет не плавный переход, а некая цепь согласования), что представляется непростым делом. Также при этом наверняка вырастут погрешности deembedinga оснастки и всего измерения.

В целом можно смело обойтись плавным переходом. Погрешности deembedinga на этих частотах невелики. Здесь важнее качество изготовления оснастки и то, как эта оснастка будет сопрягаться с измеряемым устройством.

Кроме всего вышесказанного остается неразрешенным вопрос связи между двумя переходами Клопфенштейна (2 и 3 порты), расположенными параллельно друг другу на небольшом расстоянии. Не знаете как учесть такие наводки?

Могу порекомендовать промоделировать это влияние. Не думаю, что при толщине подложки менее 0,5 мм будет сильная связь между переходами.

[Hale]

Не понимаю Вас. В начале теме Вы писали, что Вам нужна широкополосность. Реальный четвертьволновой отрезок линии передачи можно изготовить только для единственной частоты, для других частот - этот отрезок уже не является четвертьволновым. Поэтому отражения в диапазоне частот от неоднородности будут и в ноль на входе уйти не получится.

У вас где мощность собрана? в середине полосы. Вот на нее и настраиваете четвертьволны. И на S11 в этом месте будет общий минимум (и ям и горбов s11).

не на 2-3 отрезка, а на десятки, сотни (вплоть до бесконечности).

я понимаю, вам поговорить больше не о чем. но вы сначала проведите расчет 300 ступенек с характеристикой Батерворта хотя-бы. ну вот так, табличку [Z,w, λ].

Даже интересно как выглядит микрополосковый плавный переход 50->300 Ом на 10 ГГц.

мне тоже. у меня оборудование позволяло вырезать только четвертьволновые ступеньки. Оно имхо и лучше, меньше потери на излучение и вообще. подложка нужна потолще, с ε поменьше.

Закажите плату на специализированном предприятии. Сроки могут сократиться до недели, а стоимость вполне приемлемая.

не знаю как у вас, но на неспециализированных предприятиях такие вещи вообще не делают.

При отличие импеданса транзистора от импеданса, получившегося в широкой части расширяющегося перехода на VNA в реальном времени такая корректировка невозможна, как я понимаю.

Если лень пересчитывать по уму показания ВНА в рассогласующие RLC элементы, то можно просто потыкать сверху отрезками согласующих микрополосков на зуботычке. Еще прием, если импеданс кажется великоват, можно понизить примерно вдвое бросив сверху кусок экранированной подложки (т.е. получить симметричную полосковую линию)

Кроме всего вышесказанного остается неразрешенным вопрос связи между двумя переходами Клопфенштейна

Клоп предполагает наилучшее согласование на наименьшей дистанции (когда экспонента предлагает только дистанцию)... чем короче линия, тем меньше связь. плавные заходы, меньше неоднородности, значит меньше излучение. меньше наводки. что вам не нравится, все равно лучшего широкополосного решения нет.

[Stefan1]

В целом можно смело обойтись плавным переходом. Погрешности deembedinga на этих частотах невелики. Здесь важнее качество изготовления оснастки и то, как эта оснастка будет сопрягаться с измеряемым устройством.

Приведу расчетные данные для пояснения. Ниже показана топология моста вместе с переходами Клопф, а также параметры S12 и S13 расчитанный в данной топологии после deembedinga переходов Клопф (во всех портах импеданс равен 50 Ом):



Для сравнения ниже привожу схему моста Вилкинсона и параметры S12 и S13, полученные из нее:

Видно, что после deembedinga переходов Клопф характеристики S12 на первом графике не совпадают с расчетом одного лишь моста без переходов при подстановки импеданса транзистора в сечении портов 2 и 3 (из-за несоответствия импедансов в месте подсоединения переходов Клопф к мосту). Примерно та же картина, что показана на верхнем графике, будет у меня и при реальном измерении на VNA после всех калибровок и deembedinga. Вы говорите, что на VNA можно как-то скомпенсировать данное несоответствие импедансов. Не подскажите как?

Клоп предполагает наилучшее согласование на наименьшей дистанции (когда экспонента предлагает только дистанцию)... чем короче линия, тем меньше связь. плавные заходы, меньше неоднородности, значит меньше излучение. меньше наводки. что вам не нравится, все равно лучшего широкополосного решения нет.

Имею ввиду связь между двумя переходами Клоп, используемыми при измерении по схеме, представленной в данном посте выше (порты 2 и 3). Хотелось бы ее как-то учесть при калибровке. Измерить количественно можно путем соединения двух плат с двумя переходами Клопф на каждом (как при калибровке элемента THRU, только одновременно с четыремя переходами) и измерить S12 крест на крест, нагрузив на 50 Ом оставшиеся порты (рис ниже). И затем поделить результат пополам. А как это учесть в VNA не понятно.



Сообщение отредактировал Stefan1 - May 25 2017, 11:09

[Hale]

я думаю потому что переход у вас на вещественный импеданс. а на выходе из-за резкого перехода со стока(или что у вас там воткнуто на 5,6) возникает емкость, значительная при сравнительно низком импедансе.
на заводах, чтобы такой эффект уменьшить - делают очень тонкие подложки. Тогда низкоомные выходы сужаются до ширины площадки. А высокоомные линии можно загонять в копланар без существенных потерь (при достаточной точности литографии).
Боюсь, не изощрившись, без узкополосного согласования на сосредоточенных элементах не выкрутиться.
ну, на VNA вы увидите реактивность.

Хотелось бы ее как-то учесть при калибровке.

ну так просимулируйте. если никакой связи не увидите, значит можно не нервничать.

Думается мне, причина расхождения в том, что у нас разные переходы.

импедансы разные. видимо это особенность работы около 5 Ом

[Stefan1]

на выходе из-за резкого перехода со стока(или что у вас там воткнуто на 5,6) возникает емкость, значительная при сравнительно низком импедансе.

Не подскажите: на резком переходе с 50-ти ом на подвыводную площадку возникает последовательная или параллельная емкость? Какая эквивалентная схема получается с резким переходом по сравнению с более плавным?

ну так просимулируйте. если никакой связи не увидите, значит можно не нервничать.

Просимулировал - S21 получается где-то 20 дБ, почти равен S32 для моста! Т.е. надо учитывать как-то в моделе или на VNA.

Сообщение отредактировал Stefan1 - May 26 2017, 08:03

[MePavel]

У вас где мощность собрана? в середине полосы. Вот на нее и настраиваете четвертьволны. И на S11 в этом месте будет общий минимум (и ям и горбов s11).

А если полоса в несколько октав, как в рассматриваемом случае? Где середина? Сами же говорили о широкополосности университетских физиков, которая не сравнится узким пониманием широкополосности радиоинженеров:

У всех переходников есть недостаток - узкополосность.

да, поправочка. То, что у радистов считается широкополосным (сто МГц), у университетских физиков считается узкополосным... широкополосность начинается от гигагерц (в процентах не считают, т.к. на ферритах, например, частотная зависимость обратная). Отличие практических схем от принципиальной модели... короче, чтобы экспоненциальный переход был широкополосным, экспонента должна быть бесконечной. А на практике неплохо работают переходники Клопфенштейна, даже нарисованные на глаз, обведенные квадратичной, или суммой двух обратных экспоненциальных функций.

я понимаю, вам поговорить больше не о чем. но вы сначала проведите расчет 300 ступенек с характеристикой Батерворта хотя-бы. ну вот так, табличку [Z,w, λ].

Я думаю, что нет особых проблем провести аналитический расчет экспоненциального перехода при количестве ступенек, стремящихся к бесконечности. Характеристика Баттерворта никакого отношения к рассматриваемым переходам не имеет.

мне тоже. у меня оборудование позволяло вырезать только четвертьволновые ступеньки. Оно имхо и лучше, меньше потери на излучение и вообще. подложка нужна потолще, с ε поменьше.

Опять смотря для чего лучше. Если коэффициент перекрытия по частоте, скажем, меньше октавы, то лучше четвертьволновые ступеньки. В остальных случаях выгоднее использовать плавные переходы, так как они получаются значительно короче и, следовательно, имеют меньшие потери.

не знаю как у вас, но на неспециализированных предприятиях такие вещи вообще не делают.

Не знаю что там у Вас за требования. А вообще у нас есть предприятия, которые на фольгированных диэлектриках типа Rogers, Arlon, ФАФ-4Д, ФЛАН могут изготовить ПП в течении 1-2-х недель с учетом доставки по приемлемой цене.

Приведу расчетные данные для пояснения. Ниже показана топология моста вместе с переходами Клопф, а также параметры S12 и S13 расчитанный в данной топологии после deembedinga переходов Клопф (во всех портах импеданс равен 50 Ом):

Очевидно, что где-то большая ошибка в деэмбединге. Такого большого усиления в пассивной структуре не может быть, даже если не учитывать паразитную связь между двумя близкорасположенными переходами.

Видно, что после deembedinga переходов Клопф характеристики S12 на первом графике не совпадают с расчетом одного лишь моста без переходов при подстановки импеданса транзистора в сечении портов 2 и 3 (из-за несоответствия импедансов в месте подсоединения переходов Клопф к мосту). Примерно та же картина, что показана на верхнем графике, будет у меня и при реальном измерении на VNA после всех калибровок и deembedinga. Вы говорите, что на VNA можно как-то скомпенсировать данное несоответствие импедансов. Не подскажите как?

После всех калибровок и деэмбединга VNA может напрямую сохранить поведенческую модель черного ящика в виде S-параметров. Эту модель можно подставить в проект того же MWO и рассчитать дополнительные интересующие характеристики. Кроме того, VNA напрямую может показать импеданс согласующей цепи и без подстановки в MWO, при условии что развязка между плечами сумматора имеется.

Имею ввиду связь между двумя переходами Клоп, используемыми при измерении по схеме, представленной в данном посте выше (порты 2 и 3). Хотелось бы ее как-то учесть при калибровке. Измерить количественно можно путем соединения двух плат с двумя переходами Клопф на каждом (как при калибровке элемента THRU, только одновременно с четыремя переходами) и измерить S12 крест на крест, нагрузив на 50 Ом оставшиеся порты (рис ниже). И затем поделить результат пополам. А как это учесть в VNA не понятно.

Все эти скалярные количественные измерения конечно хороши, но толку от них мало. Дешевле и быстрее промоделировать это паразитное влияние и принять соответствующие меры - экраны, симметричные полосковые линии и даже изготовление другой платы с СЦ, в которой площадки подключения транзистора разнесены на большее расстояние.
Кроме того, в VNA опционально при калибровке есть режим "Isolation". Возможно это тоже может компенсировать паразитную связь.

импедансы разные. видимо это особенность работы около 5 Ом

Никакой там особенности нет. Просто надо было моделировать одну и ту же исходную задачу, а потом уж говорить о несоответствия в расчетах. У нас даже коэффициенты трансформации сопротивления разные 4 (у Вас) и 10 (у меня). Естественно, что меньше коэф. трансформации сопротивлений, тем меньше заметна разница между всеми тремя переходами.

Просимулировал - S21 получается где-то 20 дБ, почти равен S32 для моста! Т.е. надо учитывать как-то в моделе или на VNA.

С точки зрения постановки задачи результат имеет очень отдаленное качественное значение. Во-первых, у вас моделировалась связь между двумя состыкованными парами плавных переходов (логично, что эта связь будет больше), а во-вторых переходы были нагружены на активное сопротивление.
Лучше смоделировать два близкорасположенных перехода, нагруженных на импеданс 1-j*4, и измерить коэф. передачи.

[Stefan1]

Очевидно, что где-то большая ошибка в деэмбединге. Такого большого усиления в пассивной структуре не может быть, даже если не учитывать паразитную связь между двумя близкорасположенными переходами.

Здесь была несостыковка по частотам в схемах расчета моста и переходов для деембединга. Ниже привожу исправленные данные.

В целом я все понял, теперь напишу уже после экспериментального опробования.

[Hale]

Характеристика Баттерворта никакого отношения к рассматриваемым переходам не имеет.

ну как же не имеет. очень даже имеет. - как импедансы расставите по длине, так и волна(ripple) в полосе пропускания будет, и границы полосы. это-ж фильтр по сути, с множеством полюсов. И когда вы расчитываете ступеньки импедансов - вы все равно их рассчитываете относительно четвертьволны. Даже если вы укоротите ступеньки асимптотически до плавного преехода, вы их должны укорачивать пропорционально четвертьволны.
Вот вам пример ошибки неучтенного нелинейного укорочения волны: https://www.microwaves101.com/encyclopedias...pfenstein-taper. Чем полосок шире - тем больше поле втянуто в диэлектрик - тем ближе e_eff к e_diel и дальше от арифметически-среднего с воздухом.

Не подскажите: на резком переходе с 50-ти ом на подвыводную площадку возникает последовательная или параллельная емкость? Какая эквивалентная схема получается с резким переходом по сравнению с более плавным?

насколько я себе представлял, токи текут поперек, не накручивая длины вдоль волнового вектора (т.к. токи противонаправлены и поперечные вектора компенсируются... хотя в гиротропной среде это не работает), т.о. накапливается энергия в последовательной эквивалентной емкости, вставленной между двумя параллельными погонными емкостями разных полосков. Соотв. параллельная емкость делит индуктивную реактивность полоска, уменьшая вещественный импеданс. А паразитная последовательная добавляет к вещественному импедансу мнимую часть которую вы увидите на VNA на круговой диаграмме S22. Ее придется компенсировать, например шлейфами. Но они узкополосны. Впрочем, и паразитная емкость наверное тоже...
Так что можем только надеятся что это у вас ошибка расчета.

В остальных случаях выгоднее использовать плавные переходы, так как они получаются значительно короче и, следовательно, имеют меньшие потери.

тут какая-то ошибка. Плавный переход не может быть короче четвертьволновой ступеньки. Скорее всего вы имели в виду многоступенчатые переходы, как аппроксимацию бесконечных плавных переходов.
Короче. Представьте себе плавный переход, аппроксимированный конечным числом ступенек. Добавление каждой ступеньки добавляет полюс справа и слева. Но в зависимости от ее длины меняется глубина провала S11 в этом месте. Т.о. если у вас все ступеньки будут четвертьволновые, то все провалы s11 будут хорошо опущены. Если нет - все s11 будут ограничены характеристикой единственной четвертьволновой ступеньки. Но посколькку она не совсем квадратная, то в случае экспоненты будет некоторый выигрыш, скажем. Но он должен быть больше, если вы все ступеньки согласуете по длине с четвертьволны.

А теперь посмотрим что сделал Кропфенштейн. Зная что в середине S11 и так неплохой, а страдает край полосы, он подтянул ближе к четвертьволны крайние ступеньки, отвечающие за крайние полюса.
Ну может теоретически не совсем так, но на пальцах, имхо, работает такое рассуждение.

Не знаю что там у Вас за требования. А вообще у нас есть предприятия, которые на фольгированных диэлектриках типа Rogers, Arlon, ФАФ-4Д, ФЛАН могут изготовить ПП в течении 1-2-х недель с учетом доставки по приемлемой цене.

Штучно и по приемлемой цене? это преимущественно в вашей, военной песочнице, где денег не считают. у нас военный сектор крошечный и доступен только для избранных. А на коммерческих началах такая модель изготовителям непривлекательна. особенно при высокой стоимости человекачасов (в военной сфере, особенно российской, мы знаем увы, люди дешевле патронов)

[Hale]

Никакой там особенности нет. Просто надо было моделировать одну и ту же исходную задачу, а потом уж говорить о несоответствия в расчетах.

чтобы моделировать одну и ту же задачу, надо не притягивать задачу за уши, а оглашать вводные. Такая разница очевидно возникает вблизи очень малых импедансов. Малых по любым меркам, близких к кз.
Возможно вам малые импедансы привычнее, и вы бросили именно такой пример не посвящая нас в тайну исходных данных. Мне привычнее большие импедансы, от 20 ом и выше, где разница значительно меньше, что я и показал в симуляции.

[MePavel]

ну как же не имеет. очень даже имеет. - как импедансы расставите по длине, так и волна(ripple) в полосе пропускания будет, и границы полосы. это-ж фильтр по сути, с множеством полюсов. И когда вы расчитываете ступеньки импедансов - вы все равно их рассчитываете относительно четвертьволны. Даже если вы укоротите ступеньки асимптотически до плавного преехода, вы их должны укорачивать пропорционально четвертьволны.

Если не затруднит, то где можно почитать, про то, что рассматриваемые плавные переходы рассчитывались, как Вы утверждаете, как фильтр с аппроксимацией коэф. отражения (передачи) характеристикой Баттерворта? Да ещё как к этому всему относятся четвертьволновые отрезки (причем четвертьволновые на какой частоте)?

Вот вам пример ошибки неучтенного нелинейного укорочения волны: https://www.microwaves101.com/encyclopedias...pfenstein-taper. Чем полосок шире - тем больше поле втянуто в диэлектрик - тем ближе e_eff к e_diel и дальше от арифметически-среднего с воздухом.

Приведенная Вами ссылка не доказывает причастность Баттерворта к созданию перехода Клопфенстейна.

тут какая-то ошибка. Плавный переход не может быть короче четвертьволновой ступеньки.

Я нигде не утверждал, что плавный переход должен быть короче одной четвертьволновой ступеньки на нижней частоте. Для того, чтобы приблизиться к плавному переходу, потребуется не 1 и не 2 четвертьволновые ступеньки. Поэтому в итоге плавный переход получается короче.

Короче. Представьте себе плавный переход, аппроксимированный конечным числом ступенек. Добавление каждой ступеньки добавляет полюс справа и слева. Но в зависимости от ее длины меняется глубина провала S11 в этом месте. Т.о. если у вас все ступеньки будут четвертьволновые, то все провалы s11 будут хорошо опущены. Если нет - все s11 будут ограничены характеристикой единственной четвертьволновой ступеньки. Но посколькку она не совсем квадратная, то в случае экспоненты будет некоторый выигрыш, скажем. Но он должен быть больше, если вы все ступеньки согласуете по длине с четвертьволны.

В таких задачах лучше оперировать не четвертьволновыми линиями передачи, а LC-звеньями.

А теперь посмотрим что сделал Кропфенштейн. Зная что в середине S11 и так неплохой, а страдает край полосы, он подтянул ближе к четвертьволны крайние ступеньки, отвечающие за крайние полюса. Ну может теоретически не совсем так, но на пальцах, имхо, работает такое рассуждение.

Клопфенстейн, на пальцах точно ничего не делал.

Штучно и по приемлемой цене? это преимущественно в вашей, военной песочнице, где денег не считают. у нас военный сектор крошечный и доступен только для избранных. А на коммерческих началах такая модель изготовителям непривлекательна. особенно при высокой стоимости человекачасов (в военной сфере, особенно российской, мы знаем увы, люди дешевле патронов)

Если нравится делать на коленке, кто ж запрещает. Сейчас даже многие радиолюбители стараются заказывать платы (штучно), потому как стоит это всё не так дорого, как Вы думаете.

чтобы моделировать одну и ту же задачу, надо не притягивать задачу за уши, а оглашать вводные.

Исходные данные были приведены. Можете пересчитать проект.

Такая разница очевидно возникает вблизи очень малых импедансов. Малых по любым меркам, близких к кз.

Ещё раз повторюсь. Дело не в низких импедансах, а в коэффициенте трансформации сопротивления.

[Hale]

Если не затруднит, то где можно почитать, про то, что рассматриваемые плавные переходы рассчитывались, как Вы утверждаете

я не утверждаю. если вы посмотрите на свойства трансформатора сопротивлений - есть все признаки фильтра. отличие от классического фильтра - только различные импедансы на входе и выходе, т.е крайние LC звенья жестко заданы. что впрочем не новость - пассивные фильтры строятся на манипуляции импедансами, т.е. отношением L/C. Это просто взгляд на вещи под другим углом. По поводу теоретических выкладок, честно, никогда не интересовался, т.к. всегда под рукой были чужие решения, как то Колине, Позар, и на Майкровейв101. Рано как и в полином Чебышева я не лез со второго курса. Кстати,на 101 ссылка на Peter Rizzi's "Microwave Engineering". с ней я не знаком, но возможно там будут пояснения к рядам.

Приведенная Вами ссылка не доказывает причастность Баттерворта

То что переходы называют Чебышевскими также не доказывает причастность к ним Чебышева. Но их так называют "за глаза". Есть правильное название, "переход с максимально равномерной полосой пропускания", что согласитесь, несколько длиннее.

Поэтому в итоге плавный переход получается короче.

если говорить о плавном переходе, дающем асимптоту, к которой стремится ступенчатая характеристика, то он не получается короче. А укорачивание - это всего лишь борьба разумных компромисов.

В таких задачах лучше оперировать не четвертьволновыми линиями передачи, а LC-звеньями.

я просто хотел представить другую точку зрения, из которой должно быть интуитивно понятно уменьшение/рост S11 на разных участках и результирующее искажение формы перехода. не более.

Клопфенстейн, на пальцах точно ничего не делал.

поэтому и понять интуитивно его сложно.

Сейчас даже многие радиолюбители стараются заказывать платы (штучно), потому как стоит это всё не так дорого, как Вы думаете.

радиолюбители не работают на СВЧ и не имеют дома прецизионных 4-портовых VNA.
Радиолюбители травят платы по маске из тонера лазерного принтера, отпечатанной на вощеной бумаге из Playboy.
Заказывая на предприятии вы включаете в стоимость изготовления базовую оплату состоящую из рабочего дня всей цепочки персонала от секретарши до оператора машины. Плюс вторая часть из стоимости материалов, изготовления, амортизации оборудования и доставки. Покупая 1000 штук, вы в основном оплачиваете вторую надбавку. Покупая одну штуку, вы тупо оплачиваете день(два) сидения людей на рабочем месте. Соответственно в случае одной штуки есть большая разница, Россия это, Китай, Япония, или США.

Исходные данные были приведены.

ага, подложка, металлизация, главное только забыли указать... что и во что трансформируем

Дело не в низких импедансах, а в коэффициенте трансформации сопротивления.

как вы могли убедиться, я посчитал с похожим коэффициентом трансформации и разница получилась незначительная. Как у меня и получалось много раз до этого.