Мостовой с ZVS, Выпрямительные диоды брать с двойным запасом? Опции

[Vlas]

Девайс на 500Вт, 220 В выходное. Входное - постоянное 190...360 В. Преобразователь мостовой, выпрямитель - тоже. Контроллер UCC3895.
Кто представляет схему: имеем в первичной цепи контур из добавочной индуктивности (плюс Lрасс) и суммарной ёмкости, пересчитанной на первичку.
В начале такта за счет колебательного процесса напряжение на первичной обмотке может достигать двойного входного. Мощь не маленькая, снабберными цепочками много не срежешь.
В добавок к этому, эти колебания присутствуют в токе, и компаратор иногда срабатывает по первому горбу.

Получается, что:
1) Диапазон регулирования у такого девайса несколько ограничен, и надо пересматривать пределы входного (заказчик говорит: "сделай, какой получится").
2) Переходить на Voltage Mode, а сигнал с датчика тока использовать в основном только для ограничения (когда перепрыгивает пилу, которую в сигнал замешали)?
У кого есть опыт?

Сообщение отредактировал Vlas - Nov 27 2015, 07:46

[Plain]

Диапазон может быть ограничен только ошибкой в расчётах, а во времена указанной "мощи" на трансформаторе ноль, поэтому диоды годятся обычные 600-вольтовые.

[Vlas]

Сначала на трансформаторе ноль, ток с прошлого такта отрицательный, добавочная (резонансная) индуктивность его держит. Потом ток меняет значение на противоположное, и на трансформаторе напряжение становится равным входному. И в этот момент начинается звон. Если я правильно понимаю, это как, например, здесь описано:
http://ruseti.ru/magnit/katushka102.html
Результат моделирования при макс. входном:

Схема:


Починю железяку - приложу осцилограммы. Но по памяти - результаты моделирования очень напоминает.

Сообщение отредактировал Vlas - Nov 27 2015, 09:22

[Integrator1983]

Методы борьбы с этой напастью (которых полно - от нагрева резистора снаббера до сброса энергии на первичную сторону с помощью дополнительного мелкого трансформатора) гуглятся по фразе "output diodes voltage stress in phase-shift full-bridge converter". Самое простое - поставить после выпрямительного моста (перед выходным дросселем) небольшую емкость и растянуть точку между резонансным дросселем и первичной обмоткой трансформатора к шинам питания диодами.

[Vlas]

Шикарная фраза от инфинеона (в приаттаченном файлике):

Synchronous Rectifier (SR) MOSFET
Voltage stress of SR MOSFET in a current doubler circuit is:
Vsr=Vo/ph=12/0.338=35.5V
we choose 75V MOSFETs to allow for ringing and input voltage
overshoots.

Ну здесь, допустим, такое можно.

растянуть точку диодами

так, похоже, и буду. Что-то не нравится мне, как ток транзисторов себя вести начинает. Посмотрю на железяке.

Прикрепленные файлы

 ZVS_Full_Bridge.pdf ( 1.14 мегабайт ) Кол-во скачиваний: 140

 

[НЕХ]

Синхронный выпрямитель может приводить к подмагничиванию выходного трансформатора постоянным током.
От выбросов при закрытии диодов хорошо помогают насыщающиеся колечки.

[Integrator1983]

Что-то не нравится мне, как ток транзисторов себя вести начинает.

А что конкретно не нравится? Скиньте, если есть возможность, картинки симуляции с диодами и без них. Я никогда каких-либо опасных тенденций не замечал - ни в моделях, ни в железе.

[raptor]

для таких входных данных оптимально использовать LLC-преобразователь. При таком выходном напряжении сколько вы выиграете от синхронного выпрямления?

[Integrator1983]

для таких входных данных оптимально использовать LLC-преобразователь.

Лучше, конечно, но PSFB в расчетах проще. Особенно в диапазоне входного 190...360 В.

сколько вы выиграете от синхронного выпрямления?

Нисколько. Поставить карбид кремния 600V - и дело с концом...

[raptor]

что там считать, есть несколько хороших программ для расчёта. Транзисторов меньше, нет необходимости в GDT, нет проблем в режиме ХХ, нет проблем с диодами выпрямителя (отпадают SiC) и т. д. Диапазон входного напряжения в LLC тоже очень широкий, да и легко добавить параметрическую защиту от превышения тока.

Сообщение отредактировал raptor - Nov 28 2015, 13:00

[Integrator1983]

есть несколько хороших программ для расчёта.

Подскажите хоть одну, адекватно рассчитывающую цепь ОС.

Транзисторов меньше

Но кристаллы - толще.

нет необходимости в GDT

Если GDT - это Gate Driving Transformer, то как без них обойтись (без изоляции драйвера в общем)?

Диапазон входного напряжения в LCC тоже очень широкий

И диапазон частот и циркуляция тока при этом тоже не узкие.

[raptor]

Но кристаллы - толще.

при вашей мощности это вообще не проблема, но если вы желаете, то можете мостовой вариант реализовать. При этом микросхема может быть для полумостового преобразователя, если добавить инвертирующий драйвер верхнего и нижнего плеч. Просто в полумостовом варианте проще реализовать контроль тока без потерь и применения токового трансформатора или токоизмерительного шунта. Да и ограничение тока возложить не на ОС, а параметрически.

то как без них обойтись (без изоляции драйвера в общем)

обычный bootstrap. Для вашей мощности это оптимально.

И диапазон частот и циркуляция тока при этом тоже не узкие.

опечатка в моём сообщении, не LCC, а LLC. В LLC, по сравнению с LC, эти проблемы решены, да и что сравнивать резонансный преобразователь с квазирезонансным.

адекватно рассчитывающую цепь ОС.

с какой именно проблемой вы столкнулись? Это же не фазосдвигающий мост, который сложнее в расчёте.

Сообщение отредактировал raptor - Nov 28 2015, 13:22

[khach]

Кто-нибудь из перисутствующих строил резонансник на ICE2HS01G? Есть пара вопросов специфических. А то она и синхронными выпрямителями управлять умеет, и полный мост на ней сделали. Применяется в куче современных компьютерых блоках питания класса 80+
http://www.infineon.com/dgdl/Infineon+-+Ap...13ad11cddde01b6
http://www.infineon.com/dgdl/Design+Guide+...13103ebd94f3e98

[raptor]

я сталкивался с аналогами данной микросхемы. Какие у вас вопросы?

[khach]

я сталкивался с аналогами данной микросхемы. Какие у вас вопросы?

Аналоги у нее 8-ногие (если имеются ввиду инфинеоновские) там функциональность сильно ограничена. Вопросы касаются немного нестандартного применения ICE2HS01G в качестве контроллера резонансного индуктивного нагревателя. Т.е отсутсвие выходного выпрямителя, высокая добротность контура, возможность резкого изменения резонансной частоты при переходе точки Кюри нагреваемым предметом.
Интересуют вопросы мягкого старта, особенности срабатывания защит по различным причинам.
Если глубоко копать то наверно стоит создать новую тему.

[raptor]

я про аналоги от других производителей. Лучше создать отдельную тему, но в целом, можно приспособить данную микросхему под ваши нужды.

[Vlas]

для таких входных данных оптимально использовать LLC-преобразователь.

Мне кажется, тут можно (и нужно!) довести до ума и то, что уже изготовлено.

При таком выходном напряжении сколько вы выиграете от синхронного выпрямления?

От какого синхронного выпрямления?

Диапазон входного напряжения в LCC тоже очень широкий. опечатка в моём сообщении, не LCC, а LLC.

Очень широкий - это 1.3...1.4? ККМ на входе не стоит, случайно? У меня не предусмотрен, дело в том, что. Сказали - не нужен.

Лучше, конечно, но PSFB в расчетах проще. Особенно в диапазоне входного 190...360 В.

Обе топологии можно и рассчитать и смоделировать при вменяемом диапазоне входного.

Теперь по предмету, для начала наблюдаю такое:

Это пока без диодов. Синяя - это сигнал на выводе RAMP. Суммарное напряжение с датчика тока, вместе с пилой (Slope Compensation), и постоянным смещением. Всего 1.5 В от нуля до пика (прошу прощения за хреновую читабельность).
Судя по всему - по повышенному синусоидальному выбросу компаратор и срабатывает, дальше идёт ровная пила от слоуп компенсэйшн.

Скиньте, если есть возможность, картинки симуляции с диодами и без них. Я никогда каких-либо опасных тенденций не замечал - ни в моделях, ни в железе.

Картинка без диодов тут во второй записи. Во всей красе.
Даю картинку с диодами:



Самая верхняя картинка - токи диодов. Красная вторая сверху (на ней курсор) - ток ключа В. Вот он мне и не нравится. Как компаратор на него постмотрит?
Или вы вообще работаете на Voltage Mode? Или это у меня компенсация слоупа некорректно реализована (если вообще реализована)?

Сообщение отредактировал Vlas - Nov 29 2015, 19:14

Эскизы прикрепленных изображений

 

[raptor]

Мне кажется, тут можно (и нужно!) довести до ума и то, что уже изготовлено.

хозяин-барин, что ещё сказать. Хотя переделка минимальная, т. к. и LLC может работать со сдвигом фаз.

От какого синхронного выпрямления?

ошибся с цитированием.

Очень широкий - это 1.3...1.4? ККМ на входе не стоит, случайно? У меня не предусмотрен, дело в том, что. Сказали - не нужен.

это ваш диапазон с запасом. ККМ имеет фиксированное напряжение на выходе и в данном случае не применим.

В целом, как я считаю, часть проблем идёт из-за неверной модели, особенно в части паразитных элементов.

Сообщение отредактировал raptor - Nov 29 2015, 18:44

[Vlas]

это ваш диапазон с запасом. ККМ имеет фиксированное напряжение на выходе и в данном случае не применим.

эээ...360/190=1.895
ККМ как раз бы несколько упростил задачу.

в целом, я считаю, что часть проблем из-за неверной модели, особенно в части паразитных элементов.

а конкретнее?
К сведению чисто для прикола: частота звона на модели примерно равна таковой в реальности.

хозяин-барин, что ещё сказать. Хотя переделка минимальная, т. к. и LLC может работать со сдвигом фаз.

контроллер не может работать со сдвигом частот

Сообщение отредактировал Vlas - Nov 29 2015, 18:38

[raptor]

эээ...360/190=1.895

не вижу проблем. Есть и большие диапазоны для данных преобразователей.

а конкретнее?

где индуктивности намагничивания и рассеяния у трансформатора? Смысл в С1, если основный паразитных элементов нет? Номинал L3 расчётный?

[Integrator1983]

Или вы вообще работаете на Voltage Mode?

На картинке симулятора - мрак какой-то. Работал с фазниками достаточно давно (лет 5 назад), но такого тока не помню. Модели диодов корректные?

Хотя переделка минимальная, т. к. и LLC может работать со сдвигом фаз.

Может, конечно. Но в железе реализовать такое Вы пробовали?

[raptor]

Но в железе реализовать такое Вы пробовали?

лично я нет, но такие варианты точно есть. Если говорить о варианте с переходом на ШИМ и пропуск импульсов при низкой нагрузке, то я делал.

Сообщение отредактировал raptor - Nov 30 2015, 09:20

[Vlas]

Модели диодов корректные?

разные пробовал. В микрокапе аналогичная картинка. В принципе довольно объяснимая. Такой мрачный ток идёт только через транзисторы, подключенные к резонансной индуктивности. По цепи "резонансный дроссель - диод - транзистор". В зависимости от того, как подключен транс тока (я не думаю, что Вы юзали шунты), эту хрень можно и не увидеть.
И я теперь, кажется, понимаю, зачем его включают в плюсовую шину. Не из-за тока затвора же
На железе посмотреть не успел.

Сообщение отредактировал Vlas - Nov 30 2015, 12:04

[raptor]

уберите конденсатор, сделайте нормальную модель трансформатора. Диоды я бы взял SiC, чем мудрить со снабберами, тем более при таком напряжении.

[Vlas]

уберите конденсатор, сделайте нормальную модель трансформатора. Диоды я бы взял SiC, чем мудрить со снабберами, тем более при таком напряжении.

Конденсатор убрал и учел его в Parallel Capacitance катушки L1. Трансформатор здесь задаётся связанными индуктивностями, для каждой можно устанавливать паразитные параметры (в частности Rпосл и Спар). Соответственно, номиналы индуктивностей и есть индуктивности намагничивания. L3 - это сумма индуктивности рассеяния и резонансной.
Здесь нормальная модель трансформатора. SiC не поможет.

Сообщение отредактировал Vlas - Nov 30 2015, 11:19

[raptor]

я считаю, неправильно вы делаете. Если опираться на коэффициент связи, то в модели возникает жесткая связь между индуктивностями рассеяния и намагничивания Ls1 = Lk/2, т. е. в L3 индуктивность рассеяния трансформатора не должна входить, а если бы и входила, то она должна быть после фиксирующих диодов. Повторюсь, сделайте нормальную модель трансформатора с К1 = 1.0 и отдельными паразитными индуктивностями. L3 не трогайте, это будет отдельный дроссель, параллельно U5 подключите конденсатор ёмкостью около 3000 пФ, а U4 ёмкостью около 2500 пФ. Пробуйте.

[Vlas]

я считаю, неправильно вы делаете. Если опираться на коэффициент связи, то в модели возникает жесткая связь между индуктивностями рассеяния и намагничивания Ls1 = Lk/2, т. е. в L3 индуктивность рассеяния трансформатора не должна входить, а если бы и входила, то она должна быть после фиксирующих диодов. Повторюсь, сделайте нормальную модель трансформатора с К1 = 1.0 и отдельными паразитными индуктивностями.

картина принципиально не поменяется. В реальном трансформаторе индуктивность рассеяния около 3 мкГн.

L3 не трогайте, это будет отдельный дроссель, параллельно U5 подключите конденсатор ёмкостью около 3000 пФ, а U4 ёмкостью около 2500 пФ. Пробуйте.

Я-то попробую, но ZVS режим, боюсь, исчезнет.

Сообщение отредактировал Vlas - Nov 30 2015, 11:51

[raptor]

как раз это будет немного усовершенствованный вариант фазосдвигающего моста:

[alekssan]

Делают вот такие системы на мостовой схеме с ZCS/ZVS
Вот общее описание с диаграммами - http://www.vicorpower.com/documents/webcas...ast_engines.pdf

DC/DC: Одна из последних разработок модуль BCM P=1,75кВт (Uвх=260–410В)
Datasheet - http://www.vicorpower.com/documents/datash...P500T1K8A30.pdf
нужен только корректор нормальный на вход

AC/DC: модуль PFM P=400 Вт (Uвх=260–410В)
Datasheet - http://www.vicorpower.com/documents/datash...xB6M24D0yzz.pdf

Эскизы прикрепленных изображений

 

[raptor]

что-то это мало относится к данной теме.

[Vlas]

Этой теме явно не хватает флуда и рекламы...

[raptor]

ещё, попробуйте заменить диоды на SiC и убрать снабберы. Возможно ещё модель транзистора кривая, я бы попробовал заменить.

[Integrator1983]

Набросал модель по Вашим мотивам.



Прогнал вариационный анализ (R65=R66=1mOhm и R65=R66=10MegOhm). На первой картинке - ключи (красным - Uds, синим - Ugs, зеленым - ток канала). На второй - токи через диоды. На третьей - напряжение в средней точке диодов относительно земли.

Первая серия (PhaseShift=0,5):





Вторая серия (PhaseShift=0,25):






И еще одна картинка - выбросы на выходных диодах со вспомогательными диодами и без них:



Нигде криминала не видно (как и в жизни ).

SiC не поможет

Таки поможет.

И еще - на 500W и 190...360В входного Lr=16u явно маловато. Хотя бы на порядок увеличте.

[raptor]

если есть резонансный конденсатор, то его может перенести в цепь трансформатора, да и емкость уменьшить?

Сообщение отредактировал raptor - Nov 30 2015, 19:01

[Vlas]

Набросал модель по Вашим мотивам.
И еще - на 500W и 190...360В входного Lr=16u явно маловато. Хотя бы на порядок увеличте.

Спасибо.
Однако:

Код

.define LI 1
.define LII 0.584

На несвежую голову мне кажется, что наоборот, проверьте, пожалуйста.
И токи, соответственно, получились меньше ампера (и диодов, и транзисторов).
Поэтому и индуктивность оказалась нужна в 10 раз больше.
Но тем не менее, средний ток диодов не больше пол-ампера.

Таки поможет.

Попробую.

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 1 2015, 06:36

[Integrator1983]

Однако:
Код.define LI 1
.define LII 0.584

Ага. Сам на несвежую голову рисовал. Но, думаю, принципиально картинка не изменится - разве что звона станет больше.

[Vlas]

Ага. Сам на несвежую голову рисовал. Но, думаю, принципиально картинка не изменится - разве что звона станет больше.

Скорее всего, получится "мрак" из поста №17. Правда, я снял снабберы с диодов, звон стал более высокочастотным, общая картинка стала приличнее.

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 1 2015, 10:48

[Integrator1983]

Скорее всего, получится "мрак" из поста №17.

Вечером попробую отмоделировать. Кстати, какая у Вас частота и DeadTime?

[Vlas]

Вечером попробую отмоделировать. Кстати, какая у Вас частота и DeadTime?

Реальная частота порядка 130 кГц, но буду спускать до 100, ибо то дохрена. Дедтайм - адаптивный. Максимум - сейчас вроде 250 нс, от тока может падать до 100нс.

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 1 2015, 14:10

[Integrator1983]

Перерисовал схему с Вашими параметрами.


Правда, 500W не получил:


Повторил вариационный анализ для PhaseShift = 0.5:
Ключи:

Токи вспомогательных диодов:

Средняя точка:


Напряжение на выпрямителе:


То же для PhaseShift = 0.25:






Выбросы на выпрямительных диодах без вспомогательных около 1000В, со вспомогательными диодами 800В.

Модифицировал оригинальную схему (уменьшил коэффициент трансформации и добавил по выходу выпрямителя емкость 1 нФ):

Без вспомогательных диодов получил 420W, со вспомогательными диодами -500W:


Вариационный анализ для PhaseShift = 0.5:


Колебательный процесс тока ключей - без вспомогательных диодов.


Ток через вспомогательные диоды вырос.

Колебательный процесс - без вспомогательных диодов.

Выходным диодам резко полегчало (амплитуда напряжения без вспомогательных диодов бодьше).

Вариационный анализ для PhaseShift = 0.25:






Правда, емкость после выпрямителя ухудшает регулирования при малых нагрузках, но тут уж решать Вам.

Эскизы прикрепленных изображений

 

[Vlas]

Перерисовал схему с Вашими параметрами.
уменьшил коэффициент трансформации и добавил по выходу выпрямителя емкость 1 нФ

Для LII из 2,925 корень квадратный надо, это и будет коэффициент трансформации 1,71. Это ж связанные индуктивности, там же вроде надо числа витков ставить.
Какой смысл в этой ёмкости C_Out_Res, еще и 1000 пФ?

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 1 2015, 18:14

[raptor]

С19 может исключить?

[Vlas]

С19 может исключить?

эээ...у меня их всего 18:)

[Integrator1983]

Для LII из 2,925 корень квадратный надо, это и будет коэффициент трансформации 1,71. Это ж связанные индуктивности, там же вроде надо числа витков ставить.

Согласен. Вечером голова плохо работает - в трансформаторе заблудился. Но стесняюсь спросить - а зачем Вам Ктр=3?

эээ...у меня их всего 18:)

Это, видимо, о моей модели.

[Vlas]

Ктр=3?

корень из 3. Примерно так в самый раз.

Для LII из 2,925 корень квадратный надо, это и будет коэффициент трансформации 1,71

Тут чёрт ногу сломит в моделяторах: в ЛТспайсе надо задавать индуктивности связанных катушек. В мелкокапе - числа витков, если это связанные катушки. Если сами по себе - то индуктивности.

Это, видимо, о моей модели.

Я так понимаю, он просто разделительный, во избежание насыщения. Частота резонанса около 2 кГц.

В принципе, ужасного в режимах элементов я не вижу ничего, всё вполне прилично. Думаю, надо разобраться, как подать сигнал оот датчика тока в контроллер. Я так понимаю, что там не должна попадать линейно нарастающая составляющая сигнала тока, а вместо неё должна подаваться пила от генератора. Я про UCC3895, на всякий случай. А сигнал тока должен менять только постоянную составляющую. Ну примерно так я себе это вижу.

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 1 2015, 18:30

[Integrator1983]

Запутали Вы меня. В мелкокапе тоже задаются индуктивности связанных катушек. Так как Ктр=Sqrt(L2/L1), то и у Вас, и у меня коэффициент трансформации одинаковый (коэффициент связи - тот же).

Я так понимаю, он просто разделительный, во избежание насыщения. Частота резонанса около 2 кГц.

Именно. Емкость его - от балды поставлена. Не хотелось модель портить его удалением (иногда он мне нужен строго определенный ).

[Vlas]

Запутали Вы меня. В мелкокапе тоже задаются индуктивности связанных катушек.

К1 - это сердечник или К из аналоговых примитивов? Если сердечник - то витки, если из аналоговых - то индуктивности. Сам восхищаюсь, сложно всё.

Так как Ктр=Sqrt(L2/L1), то и у Вас, и у меня коэффициент трансформации одинаковый (коэффициент связи - тот же).

Похоже на то. Только не коэффициент трансформации, а соотношение индуктивностей у нас обоих.

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 1 2015, 19:35

[raptor]

Емкость его - от балды поставлена.

если вас не затруднит, перенесите его на сторону трансформатора, с ёмкостью 400 нФ и добавьте индуктивность рассеяния 3 мГн. Номинал L10 = 10 мкГн, L12 = 1 мГн. Хотелось бы увидеть результат.

[Integrator1983]

К1 - это сердечник или К из аналоговых примитивов?

К1 - это коэффициент связи из аналоговых примитивов. Задан равным 0,99999.
Определяется как: К = М/SQRT(Lm*Ln), где Lm и Ln - связываемые индуктивности, М - взаимная индуктивность между Lm и Ln. Грубо говоря, определяет индуктивность рассеяния трансформатора.

Только не коэффициент трансформации, а соотношение индуктивностей у нас обоих.

Именно коэффициент трансформации. В первом приближении (при К=1):
L1=Al*N1*N1
L2=Al*N2*N2
Ktr=N2/N1
Отсюда, Ktr=SQRT(L2/L1).

Я так понимаю, что там не должна попадать линейно нарастающая составляющая сигнала тока, а вместо неё должна подаваться пила от генератора. Я про UCC3895, на всякий случай.

Ну, форма тока в PSFB по определению - трапеция. Хотя, можно сделать и синусоиду.
Кстати, у UCC3895 есть неприятный эффект - в районе порога срабатывания токовой защиты перекашивает ШИМы активной стойки. LTC3722 в этом отношении правильнее работает. Да и вообще она грамотнее сделана, на мой взгляд. Единственный недостаток LTC3722 - вход CS заточен под шунт, а не под ТТ - амплитуда напряжения на входе около 300mV - с шумами бороться сложнее.

Хотелось бы увидеть результат.

И какой результат Вас интересует? Синусоида тока в диагонале?

[Vlas]

К1 - это коэффициент связи из аналоговых примитивов. Задан равным 0,99999.
Определяется как: К = М/SQRT(Lm*Ln), где Lm и Ln - связываемые индуктивности, М - взаимная индуктивность между Lm и Ln. Грубо говоря, определяет индуктивность рассеяния трансформатора.

Именно коэффициент трансформации. В первом приближении (при К=1):

Я говорю о том, что у нас на картинках указано, для понимания и единообразного безобразия. У меня - индуктивности, у Вас - судя по всему - тоже.
sqrt(11.7/4)=1,71

Ну, форма тока в PSFB по определению - трапеция. Хотя, можно сделать и синусоиду.

Ну вот я и сделал поначалу. Еще и в контроллер её подал.

Кстати, у UCC3895 есть неприятный эффект - в районе порога срабатывания токовой защиты перекашивает ШИМы активной стойки.

Это об этом?  UCC3895_OUTC_OUTD_Asymmetric_Duty_Cycle_Operation.pdf ( 70.53 килобайт ) Кол-во скачиваний: 270

[Integrator1983]

У меня - индуктивности, у Вас - судя по всему - тоже.

Да, у меня - связанные индуктивности.

Это об этом?

Об этом. Только столкнуться с этим пришлось не "at very light load or start-up conditions", а при срабатывании поцикловой токовой защиты с весьма неприятными эффектами (типа замагничивания силового трансформатора). В LTC3722 такого не наблюдалось.

Да, и еще. Если будите применять вспомогательные диоды - обязательно охватите их ток датчиком тока.

[Vlas]

Об этом. Только столкнуться с этим пришлось не "at very light load or start-up conditions", а при срабатывании поцикловой токовой защиты с весьма неприятными эффектами (типа замагничивания силового трансформатора). В LTC3722 такого не наблюдалось.

А у меня, похоже, вот это явление и происходит. Т.е., в активной стойке D становится какой попало, не 0.5. Пока я предполагаю, что это из-за корявой формы сигнала на входе RAMP.

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 2 2015, 09:34

[raptor]

И какой результат Вас интересует? Синусоида тока в диагонале?

не будет там синусоиды.

[Integrator1983]

корявой формы сигнала на входе RAMP

Сейчас точно не скажу, но, если правильно помню, происходит это явление в случае, если в сигнале CS есть участок с отрицательным наклоном (спад сигнала тока после нарастания) - реальный либо помеховый. Долго боролись с этим эффектом разными способами, потом плюнули - поставили 2 внешних компаратора. Один, с порогом около 1.6В с интегратором по выходу, завели на SS - сделали "CURRENT SENSE COMPARATOR". Второй, с порогом чуть меньше 2В - завели на CS ("OVER CURRENT COMPARATOR"). Короче, обошли штатные токовые зашиты UCC3895.

не будет там синусоиды.

Вы абсолютно в этом уверены???

[raptor]

Вы абсолютно в этом уверены???

Надо разбираться, даже близко не совпадет.





Сообщение отредактировал raptor - Dec 2 2015, 10:51

[Vlas]

его на сторону трансформатора, с ёмкостью 400 нФ и добавьте индуктивность рассеяния 3 мГн. Номинал L10 = 10 мкГн, L12 = 1 мГн

Надо разбираться, даже близко не совпадет.

Я чего-то подозревал, что там где-то мГн и мкГн перепутаны.

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 2 2015, 11:28

[raptor]

в моём варианте Llkg = 4 мкГн, Lm = 1 мГн, Llkg_add = 10 мкГн, Cr = 500 нФ. Теория совпадает с реальными измерениями. Верхний график без конденсатора Cr, нижний с ним. Конденсатор при этом очень маленькой ёмкости, что хорошо.



Сообщение отредактировал raptor - Dec 2 2015, 11:36

[Integrator1983]

Конденсатор при этом очень маленькой ёмкости, что хорошо.

Ага. Еще уменьшая емкость Сr, можно получить картинку как у меня. Но при этом теряется главное преимущество фазника перед классическим резонансником - регулировочная характеристика, аналогичная характеристике понижающего регулятора. Кроме того, с уменьшением Cr усугубляется врожденный порок PSFB - асимметрия стоек. Потом, для борьбы с этой напастью, придется городить дополнительные контура (строить последовательно-параллельный контур), реактивные перекачивалки энергии из стойки в стойку, сочинять хитрые алгоритмы управления (типа Frequency Variated PSM)... Короче, классический LLC с частотным регулированием получится проще, дешевле и лучше по всем параметрам.

[MikeSchir]

К1 - это коэффициент связи из аналоговых примитивов. Задан равным 0,99999.
Определяется как: К = М/SQRT(Lm*Ln), где Lm и Ln - связываемые индуктивности, М - взаимная индуктивность между Lm и Ln. Грубо говоря, определяет индуктивность рассеяния трансформатора.

Во всех Спайсах К - Coupling (переводите как хотите - связь, сцепление, совокупление )= SQRT((L1-Ls)/L1), где L1 -индуктивность обмотки, со стороны которой измерена индуктивность рассеяния - Ls.
При очень хорошей связи между обмотками и чтобы не работать с множеством девяток после запятой в К, принимают К=1 и последовательно с одной из индуктивностей (или со всеми) ставят индуктивность рассеяния. А вообще - кому как нравится

Ну, форма тока в PSFB по определению - трапеция. Хотя, можно сделать и синусоиду.
Кстати, у UCC3895 есть неприятный эффект - в районе порога срабатывания токовой защиты перекашивает ШИМы активной стойки. LTC3722 в этом отношении правильнее работает. Да и вообще она грамотнее сделана, на мой взгляд. Единственный недостаток LTC3722 - вход CS заточен под шунт, а не под ТТ - амплитуда напряжения на входе около 300mV - с шумами бороться сложнее.

А может быть, всё-таки, не хватает slope compesation? Ведь current mode он и в Африке (в PSFB) каррент мод
Ещё вопросик. В схеме у Власа размагничивающий резистор ТТ R23=39 Ом и постоянная времени t= L/R=5,6mH/39=0,14ms (милисекунды ), т.е. ТТ никак не размагнитится за паузу меньше чем 400ms.
И ещё. raptor, конденсатор в диагонали моста при наличии current mode в управлении не "работает" и более того приводит к возбуждению, т.к. эти двое создают положительную ОС друг для друга.

[Integrator1983]

Во всех Спайсах К - Coupling (переводите как хотите - связь, сцепление, совокупление )= SQRT((L1-Ls)/L1)

К = М/SQRT(Lm*Ln) - из официальной справки к микрокапу. Если правильно помню, оно к Вашей формуле приводится.

принимают К=1 и последовательно с одной из индуктивностей (или со всеми) ставят индуктивность рассеяния.

Согласен. И нагляднее, и проблем сходимости меньше (IMHO).

В схеме у Власа размагничивающий резистор ТТ R23=39 Ом и постоянная времени t= L/R=5,6mH/39=0,14ms (милисекунды ), т.е. ТТ никак не размагнитится за паузу меньше чем 400ms.

Это же трансформатор, а не дроссель. Хотя, в районе 130 Ом минимум нужно (при 2*D=0.98).

[MikeSchir]

К = М/SQRT(Lm*Ln) - из официальной справки к микрокапу. Если правильно помню, оно к Вашей формуле приводится.

Я ж не против Вашей формулы, я за но как измерить М? А индуктивность рассеяния измеряется всем известным способом, и "моя" формула для этого случая. Соответствие одного другому можете проверить

Это же трансформатор, а не дроссель.

Когда у него нет тока в первичной обмотке, он - "чистая" индуктивность, а размагнититься он должен как раз в это время (в паузе). И если он не успеет размагнититься, то это может привести к насыщению сердечника ТТ и к тем самым неприятностям, о которых Вы писали выше.

[Integrator1983]

Когда у него нет тока в первичной обмотке, он - "чистая" индуктивность

Мне не очень понятна применимость в данном случае постоянной времени t= L/R. Исходя из вольт-секундного баланса, при паузе 2% и рабочем цикле 98% 130 ом должно быть достаточно (хотя, лучше - больше).

[MikeSchir]

Хотя, в районе 130 Ом минимум нужно (при 2*D=0.98).

Я думаю, значительно больше 130 Ом. Недавно в какой-то теме мы это обсуждали (если найду дам ссылку).
Минимальная пауза должна быть п=3*t, тогда R=L/t=3*L/п, если пауза 0,3 мкс, то R=3*5600мкГн/0,3мкс=56000Ом=56кОм. На самом деле здесь обязательно вмешаются паразитные ёмкости (монтажа, вторичной обмотки, диода), и неплохо бы подумать хорошо ли для данного случая выбрано такое включение ТТ. Может быть его - в диагональ?
Нашёл: http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=130627

Сообщение отредактировал MikeSchir - Dec 2 2015, 13:18

[raptor]

Еще уменьшая емкость Сr, можно получить картинку как у меня.

выбор оптимальной ёмкости связан со значением индуктивности рассеяния трансформатора или дополнительного дросселя в этой роли.

[Integrator1983]

Минимальная пауза должна быть п=3*t, тогда R=L/t=3*L/п, если пауза 0,3 мкс, то R=3*5600мкГн/0,3мкс=56000Ом=56кОм.

56k - это ересь.
Вольт-секундный интеграл:
V1*ton=V2*toff.
Если пауза = 2%, рабочий цикл - 98%, то V2=49*V1.

По схеме автора топика:Vcsmax=2.5В. 2.5В/1.5Ом=1,66А (ток R24). На вторичке ТТ(+0,5В на диоде) - 3В.
Необходимое напряжение размагничивания - 3В*49=147В. Размагничивающий резистор 147В/1,66А=88Ом min. Плюс запас 50% (на восстановление диода, его емкость и т.п.) - итого 130-150 ом вполне достаточно. Где здесь 56кОм - в упор не вижу.

[MikeSchir]

56k - это ересь.

По схеме автора топика:Vcsmax=2.5В. 2.5В/1.5Ом=1,66А (ток R24). На вторичке ТТ(+0,5В на диоде) - 3В.
Необходимое напряжение размагничивания - 3В*49=147В. Размагничивающий резистор 147В/1,66А=88Ом min. Плюс запас 50% (на восстановление диода, его емкость и т.п.) - итого 130-150 ом вполне достаточно. Где здесь 56кОм - в упор не вижу.

Пытаясь остановить оппонента выкриками о ереси, Вы показываете, что не готовы слушать кого-нибудь, кроме себя.
И тем не менее продолжим.
А откуда Вы взяли, что после окончания рабочего хода ток во вторичной обмотке =1,66А? Такой величины ток мог протекать во вторичной обмотке, но там протекал ток другой величины около 38 мА.
Uвых=220В; Rнагр-100 Ом; Iвых=220/100=2,2А; Nтр=1,7; амплитуда тока первичной обмотки I1=2,2А*1,7=3,74А; коэффициент трансформации трансформатора тока (ТТ)=корень(5600мкГн/0,56мкГн)=100; ток во вторичной обмотке ТТ=3,74/100=0,0374А=37,4мА. Вот! И чтобы получить на нагрузке ТТ 2,5В (это Ваши данные) нагрузка должна быть=2,5В/0,0374А=66,8 Ом. Но из анализа схемы контроллера LTC3722 можно узнать, что напряжение срабатывания по входу CS=0,3В, т.о. нагрузка ТТ=0,3В/0,0374А=8,02 Ом. При наличии slope compensation нужно поставить немного меньше, но это уже другая сказка , см. ДШ на контроллер.
Напряжение на вторичной обмотке ТТ U2тт=0,3В+0,5В(напряжение открытого диода)=0,8В; судя по осциллограммам длительность полупериода T/2=7мкс(примерно); максимальный ток намагничивания Iu=(U2тт*T/2)/L2тт(индуктивность вторичной обмотки ТТ)=(0,8В*7мкс)/5600мкГн=0,001А=1,0мА.
Если мы хотим размагнитить ТТ за время равное 2% от T/2, т.е. 0,14мкс, то нам нужно сделать это напряжением прямоугольной формы в 50 раз больше чем мы его намагничивали, т.е. 0,8*50=40В. Если мы будем размагничивать с помощью резистора параллельного вторичной обмотке ТТ, то напряжение будет иметь в идеале экспоненциальную форму, т.е. чтобы сохранить вольт-секунды, его амплитуда будет раза в три больше (пусть 100В), т.о. величина резистора размагничивания будет более 100кОм (100В/1иА=100кОм).
На самом деле в узле с ТТ бал правят паразитные ёмкости и форма напряжения будет отличаться от предполагаемой. Поэтому в схеме в ДШ на контроллер параллельно обмотке ничего нет, но при моделировании поставить что-то нужно.
Вот, как-то так. И где тут ересь?
А ересь – в том, что нужно больше чем 56кОм. Я так думаююю

[Integrator1983]

ток во вторичной обмотке ТТ=3,74/100=0,0374А=37,4мА.

А не подскажите, куда деваются эти 37,4мА после закрытия диода?

то нам нужно сделать это напряжением прямоугольной формы

И по интервалу накачки Вы, наверное, абсолютно честный интеграл напряжения взяли?

напряжение будет иметь в идеале экспоненциальную форму

Вспомните, как зависит напряжение индуктивности от dI/dt.

Я в своих рассчетах исхожу из того, что ТТ - реальное устройство с конечной Ls (причем, не пренебрежимо малой), для которого выполняется равенство вольт-секундных интегралов со ступенчатой аппроксимацией (V1=Const на интервале t1, V2=Const на интервале t2). Паразитные параметры, экспоненты и логарифмы, а также легкое подмагничивание сердечника ТТ меня особо не интересуют. Эмпирически - размагничивающий резистор раз в 100-500 больше, чем нагрузочный. Как-то так.

[MikeSchir]

А не подскажите, куда деваются эти 37,4мА после закрытия диода?

Вообще то закрывается транзисторный ключ, через который протекает ток первичной обмотки ТТ (те самые 3,74А), который и создаёт эти 37,4мА во вторичной, а уже диод закрывается током намагничивания протекающим во вторичной обмотке ТТ в противоположном току нагрузки направлении. После закрытия диода, естественно, тока в цепи нагрузки нет и не может быть
Здесь бы хорошо бы сослаться на какой нибудь источник, но к сожалению на столе у меня таких нет, а сослаться на ТОЭ (теоретические основы электротехники) - как-то не хочется пугать население форума, тем самым намекая на незнание ОСНОВ

А не подскажите, куда деваются эти 37,4мА после закрытия диода? Или ТТ у Вас идеален?

И по интервалу накачки Вы, наверное, абсолютно честный интеграл напряжения взяли?

Я в своих рассчетах исхожу из того, что ТТ - реальное устройство с конечной Ls (причем, не пренебрежимо малой), для которого выполняется равенство вольт-секундных интегралов со ступенчатой аппроксимацией. Паразитные параметры, экспоненты, легкое подмагничивание сердечника ТТ меня особо не интересуют. Эмпирически - размагничивающий резистор раз в 100-500 больше, чем нагрузочный. Как-то так.

На первый вопрос я уже ответил.
По второму вопросу могу ответить каламбуром: ТТ идеален в своей реальности, т.к. процессы протекающие в нём при выключении сливаются с процессами выключения транзисторного ключа. В ТОЭ токовый трансформатор - особый трансформатор и рассматривается особо.
По третьему вопросу. Вам неплохо бы самому добавить аргументов и описаний, чтобы на него можно было бы ответить.
По поводу эмпирических величин. Согласен с

раз в 100-500 больше, чем нагрузочный

если бы речь шла о однотактнике, в котором длительность импульса и паузы соизмеримы. Но нам нужно размагнитить ТТ за очень короткое время и здесь хорошо бы было отбросить эмпирику и подумать, особенно если что-то не получается. А эмпирику оставить писателям курсовых и дипломных проектов
И ещё, в заключение. Обладая и умея пользоваться таким мощным инструментом как симуляторы, взять и посмотреть процессы протекающие в любой точке и на любом участке схемы моделируемого устройства - дело секундное.

Сообщение отредактировал MikeSchir - Dec 3 2015, 12:29

[Integrator1983]

Вообще то закрывается транзисторный ключ, через который протекает ток первичной обмотки ТТ (те самые 3,74А), который и создаёт эти 37,4мА во вторичной, а уже диод закрывается током намагничивания протекающим во вторичной обмотке ТТ в противоположном току нагрузки направлении. После закрытия диода, естественно, тока в цепи нагрузки нет и не может быть

Когда у него нет тока в первичной обмотке, он - "чистая" индуктивность

Понятно. Позволю себе ответить Вам цитатой ув.Tiro из ветки, ссылу на которую Вы давали выше:

Схему замещения нарисуйте, помножьте Lxx на dI/dt. Может что новое узнаете.

Также - рекомендую все-таки вспомнить формулу Vl=L*dI/dt и подсмотреть в таблице производных, что происходит с первообразной при смене знака производной.

А идеальные реальные трансформаторы, которые вообще особые и не подчиняются общей теории - это не ко мне.

если бы речь шла о однотактнике, в котором длительность импульса и паузы соизмеримы.

Просто соберите макет и осциллографом посмотрите. Для разных tDt/D.

[MikeSchir]

Понятно. Позволю себе ответить Вам цитатой ув.Tiro из ветки, ссылу на которую Вы давали выше:

Также - рекомендую все-таки вспомнить формулу Vl=L*dI/dt и подсмотреть в таблице производных, что происходит с первообразной при смене знака производной.

Вам наверное понравилось в ответе хамство? Вы наверное не дочитали ту тему до конца? И почему вы так не хотите разъяснить мне, то что, как Вам кажется, я не понял, а Вы всё намеками и намёками . Где я нарушил закон электромагнитной индукции? подскажите.

А идеальные реальные трансформаторы, которые вообще особые и не подчиняются общей теории - это не ко мне.

Прочитайте мой текст без предвзятости. Я ни слова не сказал о том что ТТ не подчиняются

общей теории

, я наоборот отослал Вас к ТОЭ.

Просто соберите макет и осциллографом посмотрите. Для разных tDt/D.

Не советуйте мне такого Я уже лет 25 не делаю макетов до опытного образца, это в полном смысле - прошлый век С помощью симулятора можно решать большинство вопросов проектирования. Что и Вам желаю

Сообщение отредактировал MikeSchir - Dec 3 2015, 13:02

[нищеброд]

если бы речь шла о однотактнике, в котором длительность импульса и паузы соизмеримы. Но нам нужно размагнитить ТТ за очень короткое время и здесь хорошо бы было отбросить эмпирику и подумать, особенно если что-то не получается.
И ещё, в заключение. Обладая и умея пользоваться таким мощным инструментом как симуляторы, взять и посмотреть процессы протекающие в любой точке и на любом участке схемы моделируемого устройства - дело секундное.

Вот в однотакте у меня время размагничивания токового транса очень маленькое(особенно в режиме ХХ).
Вы вроде ратуете за симулятор, а говорите исключительно буквами.

Сообщение отредактировал нищеброд - Dec 3 2015, 13:11

[MikeSchir]

Вот в однотакте у меня время размагничивания токового транса очень маленькое(особенно в режиме ХХ).
Вы вроде ратуете за симулятор, а говорите исключительно буквами.

Вы поставили ТТ в диагональ однотактного моста, ток в ней не прерывается, что видно по первой диаграмме. И почему Вы считаете что ТТ размагничивается очень быстро? Я этого не вижу. Вы не показали где находится точка n032? На схеме нет номеров узлов.
Мы обычно ставим ТТ непосредственно в сток одного из транзисторов. В этом случае ток в ТТ прерывается и вокруг его вторичной обмотки (L10)не приходится городить ничего лишнего.
А что непонятного я сказал словами? Чего не хватает? Если то, что я Вам написал выше требует подтверждения, промоделируйте сами, а для меня это очевидно.

[_gari]

мне вот кажется, что все ранее выступившие по поводу ТТ в определенной степени не правы

MikeSchir, забывает, что трансформатор обратимый девайс, т.е. размагничивание может происходить как по вторичной обмотке, так и по первичной.

Скорее вопрос размагничивания во вторичной обмотке следует отнести к размагничиванию индуктивности рассеяния ТТ, а не самой индуктивности вторичной обмотки. В результате величины изменяться примерно на порядок.

У Нищеброда в модели индуктивность ТТ L10 сопоставима с параллельно включеной L11.

Для примера, Кольцо 20-12-6 N87 100 витков L =15мГн Lr =1,5мГн


Для расчета трасформатора тока у меня было несколько лет назад кое что написано здесь http://valvol.ru/topic1137.html

Сообщение отредактировал _gari - Dec 3 2015, 20:40

[FMC]

UCC3895 хорошая микросхема, работает нормально. По началу на те же грабли наступал - пытался отлаживать схему при малой нагрузки, там и вправду "ерунда" получается ))). Начинайте сразу с номинальной нагрузки, а для исключения звона на выпрямительных диодах RC цепи достаточно. Считается просто - конденсатор в районе 1000пф для вашего напряжения, больше не надо, иначе потери на резисторах будут большими. Для начала возьмите резистор в районе 10-47 ом, включите источник и померьте период колебаний напряжения на диоде, будут затухающие по экспоненте колебания. дальше зная период по формуле Т=2*Pi* кв.корень (L*C) найдите индуктивность. Величина резистора в RC должна равняться волновому сопротивлению колебательного контура, т.е. кв.корень из (L/C). Замените резистор на получившийся и наступит счастье!!!!

[Vlas]

UCC3895 хорошая микросхема, работает нормально. По началу на те же грабли наступал - пытался отлаживать схему при малой нагрузки, там и вправду "ерунда" получается ))). Начинайте сразу с номинальной нагрузки, а для исключения звона на выпрямительных диодах RC цепи достаточно. Считается просто - конденсатор в районе 1000пф для вашего напряжения, больше не надо, иначе потери на резисторах будут большими. Для начала возьмите резистор в районе 10-47 ом, включите источник и померьте период колебаний напряжения на диоде, будут затухающие по экспоненте колебания. дальше зная период по формуле Т=2*Pi* кв.корень (L*C) найдите индуктивность. Величина резистора в RC должна равняться волновому сопротивлению колебательного контура, т.е. кв.корень из (L/C). Замените резистор на получившийся и наступит счастье!!!!

На холостом я уже её укротил. Описанные проблемы относятся к номинальной.

[Integrator1983]

Скорее вопрос размагничивания во вторичной обмотке следует отнести к размагничиванию индуктивности рассеяния ТТ

Именно.

[raptor]

сколько проблем однако из-за ТТ. ДТ на базе датчика Холла поставить нельзя?

[FMC]

В качестве трансформатора тока лучше взять TALEMA к примеру AS-102, продается везде и стоит копейки.

[MikeSchir]

мне вот кажется, что все ранее выступившие по поводу ТТ в определенной степени не правы

MikeSchir, забывает, что трансформатор обратимый девайс, т.е. размагничивание может происходить как по вторичной обмотке, так и по первичной.

С первой частью согласен, со второй - нет Не надо делать из меня выжившего из ума старика Я вам ещё пригожусь, если вы будете думать Гуглом, а не головой
Размагничивается сердечник, а размагничивание будет идти по той обмотке, в которой создан путь (замкнута цепь) для протекания тока намагничивания. По другому не бывает.

Скорее вопрос размагничивания во вторичной обмотке следует отнести к размагничиванию индуктивности рассеяния ТТ, а не самой индуктивности вторичной обмотки. В результате величины изменяться примерно на порядок.

Обе индуктивности: основная и рассеяния включены последовательно и по ним протекает один ток, и вообще физически они едины (нельзя измерить напряжение на каждой в отдельности, это можно сделать только в нашем сознании и в Писпайсе ). Скажите: Величины чего изменятся на порядок?

У Нищеброда в модели индуктивность ТТ L10 сопоставима с параллельно включеной L11.

Эту схему надо лечить. Целесообразность некоторых моментов в ней мне не понятна. Можно поговорить в личке.
И скажите мне: для чего в схеме у нищеброда ставятся две индуктивности параллельно? Это же может искажать реальную картину процессов в схеме, ведь одна из них связанная, а другая - нет.

Для примера, Кольцо 20-12-6 N87 100 витков L =15мГн Lr =1,5мГн


Для расчета трасформатора тока у меня было несколько лет назад кое что написано здесь http://valvol.ru/topic1137.html

Почитал. В общем нормально. Не понятно зачем привели весь расчёт к напряжению=1В. Вторичная обмотка трансформатора тока имеет сопротивление соизмеримое с нагрузкой и на нём тоже будет падение напряжения, и этого нельзя не учитывать.
Зачем для ТТ берёте такие большие кольца? Чем ТТ меньше тем он идеальнее(я так думаю, доказать не смогу).
У нас в источниках от 120 до 1600Вт используется колечко К 10х6х4 Т38 Эпкос.
Утром пошёл в намоточный участок взял этот трансик, измерил его (L2=22mH, расчётное L1=2,2uH, B=0,025Тл, Ls=0,18mH, R2=12 Ом)и сделал модельку - длительность импульса-10мкс, ток- 5А, фронты 30-50нс. Смотрите что получилось

UCC3895 хорошая микросхема, работает нормально.

Да хорошая, мы на ней сделали 1600Вт источник. На 250Вт я б не стал морочиться, разве что для удовлетворения личного интереса

Считается просто - конденсатор в районе 1000пф для вашего напряжения, больше не надо, иначе потери на резисторах будут большими.

Да, но сначала посчитайте потери, или промоделируйте, ведь напряжение на вторичной обмотке доходит до 610 В! Скорее всего нужна другая схема демпфера. Надо подумать.

сколько проблем однако из-за ТТ. ДТ на базе датчика Холла поставить нельзя?

Не такой он быстрый для поциклового регулятора.

Сообщение отредактировал MikeSchir - Dec 4 2015, 13:25

[нищеброд]

У Нищеброда в модели индуктивность ТТ L10 сопоставима с параллельно включеной L11.
Для примера, Кольцо 20-12-6 N87 100 витков L =15мГн Lr =1,5мГн

Измерил сегодня токовый транс. Вы правы. L=23мГн Lr=1мГн Lвиток=примерно 3мкГн.
Спасибо за информацию.

Что тут непонятного.

[Vlas]

На 250Вт я б не стал морочиться

На 500. Есть требование по кратковременной 5-кратной перегрузке.

разве что для удовлетворения личного интереса

а как без этого??? пока есть возможность - разминаемся в более лёгких условиях.

Да, но сначала посчитайте потери, или промоделируйте, ведь напряжение на вторичной обмотке доходит до 610 В! Скорее всего нужна другая схема демпфера. Надо подумать.

1000пФ - однозначно дофига на более чем 600В на 100кГц. Есть идея RCD цепь в параллель дросселю, это самое меньшее из зол, как я на сейчас вижу.

ДТ на базе датчика Холла поставить нельзя?

Возможно, я отстал от прогресса, но по моим сведениям - работать будет на краю частотного диапазона. Для current mode не брал бы. Да и сколько денег стОит?

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 4 2015, 13:58

[MikeSchir]

1000пФ - однозначно дофига на более чем 600В на 100кГц. Есть идея RCD цепь в параллель дросселю, это самое меньшее из зол, как я на сейчас вижу.

А вот это попробуйте (С) В смысле по выходу моста? Там тоже могут быть варианты: всё рассеять на резисторе или часть отдать на выход.

[FMC]

Ради прикола решил глянуть осциллограмки на своем источнике – выпрямитель собран по схеме со средней точкой. Сверху – ток дросселя, снизу обратные напряжения на выпрямительных диодах, выбросы пока устраивают, т.к. схему инвертора еще не настраивал, а вот почему они немного разные – это слегка озадачивает…, в чем может быть дело?

[raptor]

Не такой он быстрый для поциклового регулятора.

и какие требования в мкс?

[Vlas]

и какие требования в мкс?

Pin-selectable band width: 80 kHz for high bandwidth. При частоте коммутации 100 кГц вряд ли можно пытаться определить требования в мкс.

[raptor]

т. е. при 100 кГц полупериод составит 5 мкс. За это время сигнал свободно отработает ACS724. Если всё равно не то, то прямой путь к Closed Loop где время отклика можно до 0,5 мкс довести.

[_gari]

Размагничивается сердечник, а размагничивание будет идти по той обмотке, в которой создан путь (замкнута цепь) для протекания тока намагничивания. По другому не бывает.

Все верно. Моя ошибка видимо в том, что пустился в общие рассуждения на тему ТТ, уйдя от конкретики вопроса.

Скажите: Величины чего изменятся на порядок?

поскольку речь шла о размагничивании через первичную обмотку ТТ, то тут сказано о оставшейся во вторичной обмотке ТТ энергии, которая теоретически может быть вся слита, кроме той, что останется в индуктивности рассеяния.

Эту схему надо лечить. Целесообразность некоторых моментов в ней мне не понятна. Можно поговорить в личке.
И скажите мне: для чего в схеме у нищеброда ставятся две индуктивности параллельно? Это же может искажать реальную картину процессов в схеме, ведь одна из них связанная, а другая - нет.

Одна зи них, L11, вместе со строкой параметров, типа Hc=15. Bs=.36 Br=.14 A=0.0000135 Lm=0.028 Lg=0 N=100
моделирует реальный сердечник ТТ, содержит: сечение, длину средней линии, параметры петли гистерезиса, зазор и число витков.
Параллельно ей(инд. сердечника) подключен идеальный трансформатор на L8,L10, описан строкой К5 L8 L10 1.
L9 моделирует индуктивност рассеяния ТТ по вторичной обмотке, аналогично Ls вашей схемы.

Для корректного моделирования индуктивность обмотки идеального тр. должна быть много больше, чем реальная индуктивность обмотки модели с сердечником, которая подключена параллельно. Как раз чтобы не искажать картину процесса.

Сообщение отредактировал _gari - Dec 5 2015, 04:55

[_gari]

Зачем для ТТ берёте такие большие кольца?

Не беру. Это был стартовый материал из реальных конструкций сварочников для ранее неизвестной мне темы.
Тема там сильно обработана и остался, по сути, сухой остаток на три первые страницы, а в заголовок вынесен некий промежуточный полезный результат. Финальная версия до сих пор еще не написана

Не понятно зачем привели весь расчёт к напряжению=1В.

Нормировка достаточно часто используется, потом, любимые народом UC384x как раз имеют порог датчика тока 1В.

Вторичная обмотка трансформатора тока имеет сопротивление соизмеримое с нагрузкой и на нём тоже будет падение напряжения, и этого нельзя не учитывать.

Так и что мешает?
Inam = I(1+(Rd+Ro)/Rn)(1-e^(-Ti/тау))
Учитываем и см. далее коэф прямоугольности.

Чем ТТ меньше тем он идеальнее(я так думаю, доказать не смогу).

В общем так, но ограничение снузу на размер наложит сопротивление обмотки, о котором вы только что выше и писали. Ее же надо в это колечко умотать, а чем меньше колечко, тем тоньше провод и больше витков.

У нас в источниках от 120 до 1600Вт используется колечко К 10х6х4 Т38 Эпкос.
Утром пошёл в намоточный участок взял этот трансик, измерил его (L2=22mH, расчётное L1=2,2uH, B=0,025Тл, Ls=0,18mH, R2=12 Ом)

Да,нынче встречаются неплохие материалы ....
На колечке Мстатора MSFN-16A-TN 50 витков, диаметр провода 0,4мм Е7-22 намерил L2=130mH Lr=58uH R2=0,2 Ом

Если возьмете что-то типа [MSFNP-10S-TH] К[11.0-5.5-5.5] то наверно сможете несколько улчшить свой ТТ
http://mstator.ru/products/cores/1b

Сообщение отредактировал _gari - Dec 5 2015, 07:02

[Plain]

В начале такта за счет колебательного процесса напряжение на первичной обмотке может достигать двойного

в этот момент начинается звон. Если я правильно понимаю

Вы констатируете. Классические PSFB низковольтные, то бишь, с Шоттки на выходе, которым требуется ноль на восстановление, при замене которых на стандартные происходит то, что совокупная последовательная индуктивность трансформатора в момент их восстановления запасает лишнюю энергию, которая выражается в виде тока, значительно большего, чем выходной ток (дросселя), и, соответственно, в идеале ничем не ограниченного роста напряжения в точке их соединения, а в реале, резонанса с паразитными ёмкостями компонентов этой точки.

Стандартная борьба с этим — всевозможные фиксаторы. Например, пассивный беспотерьный фиксатор/подхват:



Энергию, запасённую L2 в период восстановления соответствующих диодов выпрямителя в начале такта, фиксатор скидывает в C3, из которого в конце такта скидывает на выход, образуя этим же действием подхват (дросселя), т.е. снятие нагрузки с трансформатора, в результате чего, если за этот период успеть размагнитить все последовательные индуктивности, в цепи останется лишь действие тока его индуктивности намагничивания, и, соответственно, посредством достаточно простой схемы, возможность его балансировки, если это требуется.

У данного фиксатора относительный уровень, что является компромиссом. Более предсказуемый результат — у активного рекуператора, т.е. просто возвратного инвертирующего преобразователя на первом попавшемся TOP, LNK, Viper, NCP и т.п., отсасывающего лишнюю энергию из фиксирующей ёмкости в нагрузку, для чего их стандартный "оптронный" сигнал ОС инвертируется, например, посредством PNP. Например, в данной схеме симулятор насчитал к удалению 3 Вт.

[Vlas]

Вы констатируете. Классические PSFB низковольтные, то бишь, с Шоттки на выходе, которым требуется ноль на восстановление, при замене которых на стандартные происходит то, что совокупная последовательная индуктивность трансформатора в момент их восстановления запасает лишнюю энергию, которая выражается в виде тока, значительно большего, чем выходной ток (дросселя), и, соответственно, в идеале ничем не ограниченного роста напряжения в точке их соединения, а в реале, резонанса с паразитными ёмкостями компонентов этой точки.

Т.е. определяющую роль в создании выброса играет процесс восстановления диода, а не ёмкости обмоток? Поэтому и есть смысл SiC ставить.

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 5 2015, 12:40

[Vlas]

В схеме у Власа размагничивающий резистор ТТ R23=39 Ом и постоянная времени t= L/R=5,6mH/39=0,14ms (милисекунды rolleyes.gif ), т.е. ТТ никак не размагнитится за паузу меньше чем 400ms.

Тоже, как и Integrator1983, не понимаю, причем тут постоянная времени. Для реализации трансформатора тока постоянная времени должна быть много больше периода сигнала (коммутации) - это момент, где она выступает.

По схеме автора топика:Vcsmax=2.5В. 2.5В/1.5Ом=1,66А (ток R24). На вторичке ТТ(+0,5В на диоде) - 3В.
Необходимое напряжение размагничивания - 3В*49=147В. Размагничивающий резистор 147В/1,66А=88Ом min. Плюс запас 50% (на восстановление диода, его емкость и т.п.) - итого 130-150 ом вполне достаточно.

Integrator1983, в схеме на модели LT3722, номиналы под неё, там 300 мВ, плюс есть требование по выдаче 5-кратного тока в нагрузку (не менее 10 А). Т.е., всё раз в 10 меньше.

Да, и еще. Если будите применять вспомогательные диоды - обязательно охватите их ток датчиком тока.

Вот тут не понятно. На схеме, что я прицепил, так и сделано. В сигнале датчика присутствует ток диода - вот тот самый момент со спадом, из-за которого компаратор может сходить с ума, т.е. может быть:

у UCC3895 неприятный эффект - в районе порога срабатывания токовой защиты перекашивает ШИМы активной стойки

Из-за этого весь шухер я и поднял.
Да и буржуи обходят ток диодов, я, об этом тут тоже писАл:

В зависимости от того, как подключен транс тока, эту хрень можно и не увидеть.
И я теперь, кажется, понимаю, зачем его включают в плюсовую шину

Так включать ток диодов в датчик или не включать, и зачем?

Сообщение отредактировал Vlas - Dec 7 2015, 09:17

[raptor]

Vlas, это поможет отцу русской демократии? http://www.ti.com/lit/an/slua275/slua275.pdf

[Vlas]

отцу русской демократии

Должно помочь, ежели корректно адаптировать к конкретной схеме. Тут уже пИсано об этом где-то в ветке.

[MikeSchir]

Тоже, как и Integrator1983, не понимаю, причем тут постоянная времени. Для реализации трансформатора тока постоянная времени должна быть много больше периода сигнала (коммутации) - это момент, где она выступает.

Да, то о чём Вы говорите справедливо на промежутке когда транзисторы открыты, и по первичной обмотке ТТ протекает ток, диод D5 (обозначения из Вашей схемы) открыт и по цепи L5, D5, R24 протекает ток вторичной обмотки (током в R23 пренебрегаем, ввиду малости). В течение этого промежутка сердечник трансформатора намагничивается. Здесь постоянная времени =L5/R24 будет определять точность передачи тока. На промежутке времени, когда транзисторы закрыты, намагниченный сердечник необходимо размагнитить. Самый простой способ размагничивания с помощью резистора параллельного вторичной обмотке, ток намагничивания при этом будет протекать по цепи L5, R23, постепенно уменьшаясь по экспоненте с постоянной времени =L5/R23. Если к началу следующего открытия транзисторного ключа ток нок намагничивания не будет равен нулю, то следующий такт намагничивания начнётся с начальными условиями не равными нулю. От такта к такту эта величина остаточного тока будет накапливаться (увеличиваться), пока за счёт R23 не наступит равновесие, но при малой величине резистора равновесие наступит при очень большой величине остаточного тока, что может привести к большой погрешности, искажению формы импульса и к насыщению сердечника ТТ. Про остальное я уже говорил. Да Вы сами можете посмотреть симулятором напряжение на вторичной обмотке ТТ.
Вот что получилось в симуляторе. Ток=5А, N=100, импульс=6,6мкс, фронты=100нс, период=7,0мкс.
Резистор R2=130 Ом (по рекомендации Integrator1983)
1)схема, 2),3),4)верхняя напряжение на вторичной обмотке, нижняя ток первичной обмотки (красный) и ток вторичной обмотки (зелёный)

Видно, что ток вторичной обмотки со временем уменьшается почти до нуля.
И то что я обещал R2=50кОм

Vlas, это поможет отцу русской демократии? http://www.ti.com/lit/an/slua275/slua275.pdf

Не поможет статейка так себе, только чтобы отметиться. Основы борьбы с явлением возникающем при работе Current mode при D больше 0,5 можно посмотреть в Unitrode application U-97, в ней же и другие ссылки.

Сообщение отредактировал MikeSchir - Dec 7 2015, 12:24

[_gari]

Если нужно размагнитить ТТ максимально быстро, то размагничивать в стабилитроны

[MikeSchir]

Если нужно размагнитить ТТ максимально быстро, то размагничивать в стабилитроны

Попробуйте. На практике, вообще ничего не ставят, если ток намагничивания мал - не больше единиц мА (см. ДШ на UCC3895 и LTC3722), т.к. есть паразитные ёмкости монтажа и ёмкость диода, да и если диод пробьётся обратным напряжением, то как правило не страшно - энергия ТТ мала что бы развить пробой. Только при моделировании в симуляторе советую, всё-таки, что-то ставить.

Сообщение отредактировал MikeSchir - Dec 7 2015, 12:42

[_gari]

Все уже давно опробовано. И такие мелкие токи, ед. мА, я в ТТ не использую. В этом нет никакой необходимости.
Лишние витки только ухудшают параметры.
Вам с Т38, так понимаю, приходится вынуждено лезть в значения мизерной рабочей индукции.

Vlas, если скинете модельку, постараюсь на досуге ее покрутить, желательно еще параметры намотки и сердечников ТТ и СТ. Можно в личку.

Сообщение отредактировал _gari - Dec 7 2015, 17:33

[MikeSchir]

Все уже давно опробовано. И такие мелкие токи, ед. мА, я в ТТ не использую. В этом нет никакой необходимости.
Лишние витки только ухудшают параметры.
Вам с Т38, так понимаю, приходится вынуждено лезть в значения мизерной рабочей индукции.

Vlas, если скинете модельку, постараюсь на досуге ее покрутить, желательно еще параметры намотки и сердечников ТТ и СТ. Можно в личку.

Действительно давно опробовано.
Не путайте! Речь идёт о токе намагничивания в единицы мА, а не рабочий ток (см. диаграммы). Лишних витков нет, 100 витков в один слой, мотает станок, да и не велика разница с материалом М2000НМ и другими (бывают замены в производстве). Индукция около 0,05 Тл, сами же писали, что она должна быть не более 0,1 Тл (хотя я считаю, что лучше поменьше). Так что всё в норме
А в чём необходимость или прелесть работать с большими токами? Сколько витков Вы считаете - много? и какие насущные параметры ухудшаются? Не наблюдаю С малыми ведь проблем тоже никаких.

Сообщение отредактировал MikeSchir - Dec 7 2015, 19:01

[_gari]

Не путайте! Речь идёт о токе намагничивания в единицы мА, а не рабочий ток

Согласен, я о рабочем токе написал.

"Не более 0,1Тл", это вообще-то сказано для силовых ферритов, для не силовых и не термостабильных конечно желательно меньше.

и какие насущные параметры ухудшаются?

так то же сопротивление обмотки, о котором уже говорили.

Сообщение отредактировал _gari - Dec 7 2015, 19:13

[MikeSchir]

Согласен, я о рабочем токе написал.

50 мА - это не единицы, я так думаю если бы первичный ток был сотни А, то может быть и амперы во вторичной цепи были бы целесообразны. Ну и размер побольше, если провода в колечко не влезают