Подбор контроллера для DC-DC Опции

[Mc_off]

Основной критерий блока питения - максимальный КПД.
Напряжение на входе от 90В до 400В.
Напряжение на выходе - 5В (3.3В).
Мощность нагрузки - 5Вт.

У меня сейчас работает схема на HV9120.
Это обычный шим контроллер, но в нем есть схема запитки от высокого напряжения, т.е. не нужен внешний резистор, на котором теряется довольно много мощности. Дело в том, что на вход может поступать от 90 до 400В. При напряжении 400В, падение на этом резисторе было бы довольно большим. Мощность нагрузки порядка 5 Вт. Так что потеря даже 0,5 Вт - значительна.

В другом блоке питания я применяю IRIS4007, это такой типа TOPswitch, но работающий в квазирезонансном режиме. Это заметно снижает потери на ключе, кроме того гораздо меньше излучаемые помехи, что тоже довольно важно (блоки питания устанавливаются в средства связи)

Есть желание найти такой контроллер, который работал бы как IRIS в квазирезонансном (Quasi resonant) и мог бы запитываться от 400В.

Как вариант - найти отдельно микросхему для запитки контроллера от высокого напряжения и отдельно квазирезонансный контроллер на напряжение для 400В (это сток-исток не меньше 900В)

Посоветуйте, если кто знает.

[Herz]

А что Вас не устраивает в существующем варианте? Кстати, не припомню, чтобы встречал БП, где контроллер питался бы от входного через резистор, рассеивая столько мощности. Резистор, как правило, нужен для начального запуска, дальше микросхема (и, если надо, обвязка) питаются от дополнительной обмотки, так что на КПД это не сказывается.

[sup-sup]

Основной критерий блока питения - максимальный КПД.
Напряжение на входе от 90В до 400В.
Напряжение на выходе - 5В (3.3В).
Мощность нагрузки - 5Вт.

У меня сейчас работает схема на HV9120.
Это обычный шим контроллер, но в нем есть схема запитки от высокого напряжения, т.е. не нужен внешний резистор, на котором теряется довольно много мощности. Дело в том, что на вход может поступать от 90 до 400В. При напряжении 400В, падение на этом резисторе было бы довольно большим. Мощность нагрузки порядка 5 Вт. Так что потеря даже 0,5 Вт - значительна.

В другом блоке питания я применяю IRIS4007, это такой типа TOPswitch, но работающий в квазирезонансном режиме. Это заметно снижает потери на ключе, кроме того гораздо меньше излучаемые помехи, что тоже довольно важно (блоки питания устанавливаются в средства связи)

Есть желание найти такой контроллер, который работал бы как IRIS в квазирезонансном (Quasi resonant) и мог бы запитываться от 400В.

Как вариант - найти отдельно микросхему для запитки контроллера от высокого напряжения и отдельно квазирезонансный контроллер на напряжение для 400В (это сток-исток не меньше 900В)

Посоветуйте, если кто знает.

Периодически ищу то же самое.
есть одна ссылка, но по КПД маловато будет, так как это обратноходовый: http://www.powerint.com/PDFFiles/di124.pdf
Но если ограничения по цене нет, то совсем трудно что-то найти.

[Herz]

..Так ведь, после запуска схемы стартовый резистор сам собой не отключается, если не принять дополнительных громоздких мер.

Почему громоздких? Пара диодов не решают проблему?

[Herz]

А как? Возможно, я чего-то не понимаю.
Потенциал на «сетевом» электролите (после моста) ведь всегда выше, чем напряжение от питающей обмотки.
Только если ставить ключ..
..Ну, нарисуйте схему, если можно..

Насчёт двух диодов погорячился, признаю. Но пороговый элемент и ключ всё-таки не могу назвать громоздким решением.

[Mc_off]

Периодически ищу то же самое.
есть одна ссылка, но по КПД маловато будет, так как это обратноходовый: http://www.powerint.com/PDFFiles/di124.pdf
Но если ограничения по цене нет, то совсем трудно что-то найти.

Спасибо за ссылку, но я это уже смотрел.

Сейчас у меня потери порядка 1,5 Вт при напряжении питания 400В и минимальном токе нагрузки (мощность нагрузки 0,5Вт). При максимальном токе нагрузки (мощность 5Вт) потери падают до 0,5Вт.
Это по-моему говорит именно о больших динамических потерях (во время переключения).

Интересно было бы заставить работать HV9120 в квазирезонансном режиме, но на сколько я понимаю это принципиально невозможно.

Может еще есть способы выкачивания энергии из трансформатора после закрывания выходного диода?

[sup-sup]

Спасибо за ссылку, но я это уже смотрел.

Сейчас у меня потери порядка 1,5 Вт при напряжении питания 400В и минимальном токе нагрузки (мощность нагрузки 0,5Вт). При максимальном токе нагрузки (мощность 5Вт) потери падают до 0,5Вт.
Это по-моему говорит именно о больших динамических потерях (во время переключения).

Интересно было бы заставить работать HV9120 в квазирезонансном режиме, но на сколько я понимаю это принципиально невозможно.

Может еще есть способы выкачивания энергии из трансформатора после закрывания выходного диода?

Обычный PWM принципиально не может дать хороший кпд при малых нагрузках именно из-за динамических потерь.
Режим ИС от PI типа LNK, TNY это не PWM, а ON/OFF control. При уменьшении нагрузки частота понижается. Порции энергии почти не меняются, а идут реже. КПД из-за этого хороший и при очень малых нагрузках. Конечно, это очень выгодно, когда нагрузка импульсная, и в среднем небольшая.
Я, например, ощутил очень хорошую разницу в пользу LNK, когда перешел на них с VIPer (это PWM на базе 2842). И по теплу и по надежности.
Резонанс и квазирезонанс так и не осилил пока. Хотя активный сброс можно тоже резонансом назвать.
Но при 5W связываться с наворотами особо не стоит. Самое главное - хороший трансформатор.

Сообщение отредактировал sup-sup - Oct 13 2007, 16:46

[Mc_off]

Обычный PWM принципиально не может дать хороший кпд при малых нагрузках именно из-за динамических потерь.
Режим ИС от PI типа LNK, TNY это не PWM, а ON/OFF control. При уменьшении нагрузки частота понижается. Порции энергии почти не меняются, а идут реже. КПД из-за этого хороший и при очень малых нагрузках. Конечно, это очень выгодно, когда нагрузка импульсная, и в среднем небольшая.
Я, например, ощутил очень хорошую разницу в пользу LNK, когда перешел на них с VIPer (это PWM на базе 2842). И по теплу и по надежности.
Резонанс и квазирезонанс так и не осилил пока. Хотя активный сброс можно тоже резонансом назвать.
Но при 5W связываться с наворотами особо не стоит. Самое главное - хороший трансформатор.

Снижение частоты преобразования на малых нагрузках конечно приведет у улучшению КПД, однако существует еще один важный момент:
Дело в том, что после закрывания выходного диода на стоке ключа наблюдается колебательный затухающи (медленно) процесс. Напряжение в момент следующего открытия ключа может оказаться максимальным, т.е. и динамические потери окажутся максимальны. Этого нельзя избежать даже при снижении частоты преобразования, т.к. затухание свободных колебаний достаточно медленное.
В квазирезонансном режиме окрывание ключа происходит при минимальном напряжении на стоке.
Чего собственно и хочется иметь.

Вобщем выходит, что нету такой микросхемы... по крейней мере никто из коллег ничего похожего не предложил.

В любом случае, все спасибо.

[Прохожий]

Снижение частоты преобразования на малых нагрузках конечно приведет у улучшению КПД, однако существует еще один важный момент:
Дело в том, что после закрывания выходного диода на стоке ключа наблюдается колебательный затухающи (медленно) процесс. Напряжение в момент следующего открытия ключа может оказаться максимальным, т.е. и динамические потери окажутся максимальны. Этого нельзя избежать даже при снижении частоты преобразования, т.к. затухание свободных колебаний достаточно медленное.
В квазирезонансном режиме окрывание ключа происходит при минимальном напряжении на стоке.
Чего собственно и хочется иметь.

Вобщем выходит, что нету такой микросхемы... по крейней мере никто из коллег ничего похожего не предложил.

В любом случае, все спасибо.

Не унывайте. Обратите внимание на контроллеры от NXP. Там все, что Вам надо. Эта гадость детектирует минимумы обозначенных Вами колебаний и включает транзистор только в эти моменты времени. Там есть варианты и на малые мощности со встроенными высоковольтными ключами. Не поленитесь, сходите на их сайт.

[Mc_off]

Не унывайте. Обратите внимание на контроллеры от NXP. Там все, что Вам надо. Эта гадость детектирует минимумы обозначенных Вами колебаний и включает транзистор только в эти моменты времени. Там есть варианты и на малые мощности со встроенными высоковольтными ключами. Не поленитесь, сходите на их сайт.

Эх по-конкретнее бы... много времени уходит на перерывание всего сайта (да он еще и тормознутый какой-то)...

[Прохожий]

Эх по-конкретнее бы... много времени уходит на перерывание всего сайта (да он еще и тормознутый какой-то)...

К примеру, TEA1623. Там есть еще ИС на другие мощности.

[Mc_off]

К примеру, TEA1623. Там есть еще ИС на другие мощности.

Ага уже нашел, спасибо. Да, действительно хорошие микросхемы. Однако, мне не подойдет т.к. у меня питание может быть до 400В, это значит напряжение пробоя полевика должно быть не меньше 900В.



Решил использовать L6565 от STMicroelectronics с внешним полевиком, а к ней прикрутить схему отключения цепи запуска после установления напряжения на питающей обмотке (еще не решил как).

[Прохожий]

Ага уже нашел, спасибо. Да, действительно хорошие микросхемы. Однако, мне не подойдет т.к. у меня питание может быть до 400В, это значит напряжение пробоя полевика должно быть не меньше 900В.

Рекомендую порыться там же, поскольку у них есть и контроллеры без полевиков, работающие по тому же принципу.
И второе. При правильно рассчитаном трансе и 650 Вольт Ubr_dss может быть вполне достаточно при питании от 400 Вольт.

[Lenel]

Ага уже нашел, спасибо. Да, действительно хорошие микросхемы. Однако, мне не подойдет т.к. у меня питание может быть до 400В, это значит напряжение пробоя полевика должно быть не меньше 900В.
Решил использовать L6565 от STMicroelectronics с внешним полевиком, а к ней прикрутить схему отключения цепи запуска после установления напряжения на питающей обмотке (еще не решил как).

Добрый день!
При расчёте примите коэф заполнения при входном 90В - 0,45 и получите при 400В входном напряжение на стоке со шпилькой не более 600В, при условии применения дифцепочки.

[Mc_off]

Добрый день!
При расчёте примите коэф заполнения при входном 90В - 0,45 и получите при 400В входном напряжение на стоке со шпилькой не более 600В, при условии применения дифцепочки.

Напряжение на стоке можно расчитать по такой формуле:

U= Uout/k+2*Uin,

где Uout - напряжение на вторичной обмотке,
k - коэффициент трансформации с первичной на вторичную обмотку по напряжению
для обратноходовика он не равен соотношению напряжений... у меня в реальной схеме
получилось k=0.0612 это соотношение витков. Вот оно выбирается исходя из мощности,
минимального напряжения на входе.
Uin - напряжение на входе.

В итоге получается:

U= 5 / 0.0612 + 2 * 400 = 881 В.

Правильность моей формулы могу доказать (если нужно).
Интересно по какой формуле рассчитывали вы ?

Применять демпферную цепочку не стану, т.к. она отбирает большую мощность, а самый важный критерий для моего БП - КПД.

Сообщение отредактировал Mc_off - Oct 16 2007, 14:19

[Прохожий]

Интересно по какой формуле рассчитывали вы ?

Можно я попробую?
Возбмем микросхему TEA1623, к примеру, с максимальным напряжением ее транзистора в закрытом состоянии 650 Вольт. Примем напряжение шпильки равным 75 Вольт. Зададимся гарантированным зазором в 100 Вольт.
Вычислим "отраженное" напряжение:

Uотр=650-400-75-100=75 Вольт.

Максимальный коэффициент заполнения:

D=Uотр/(Uотр+Umin-Uds_on)=75/(90+75-5)=0.47.

Теперь посчитаем коэффициент трансформации:

n=W2/W1=(Uн+Uпр)(1-D)/((Umin-Uds_on)*D)=(5+1)(1-0.47)/((90-5)*0.47)=0.08.

В качестве защиты выбираем быстродействующий диод и ограничитель на 100 Вольт (P6KE100A, например).

Применять демпферную цепочку не стану, т.к. она отбирает большую мощность, а самый важный критерий для моего БП - КПД.

И не следует бояться демпферной цепи. Если транс имеет маленькую индуктивность рассеяния, то не так уж и много эта цепь рассеивает тепла. И вообще, нельзя повышать КПД в ущерб надежности. А Вы именно это и пытаетесь сделать.

[Mc_off]

...И не следует бояться демпферной цепи. Если транс имеет маленькую индуктивность рассеяния, то не так уж и много эта цепь рассеивает тепла. И вообще, нельзя повышать КПД в ущерб надежности. А Вы именно это и пытаетесь сделать.

Это для какой топологии формула расчета коэффициента трансформации ? (ну собственно не важно).

Вот вы пишите не так уж и много рассеивает..... а сколько в граммах.

При полезной мощности 5Вт. Даже потерять 0,5Вт - это много.

Кроме того если поставить транзистор с напряжением пробоя 1000В (например я использую IRFBG30), то надежность не потеряется. Кстати транзисторы выходили из строя не более чем в 0.1% изготовленных устройств. Чаще умирают контроллеры, и трансформаторы иногда плохо мотают.

[Прохожий]

Это для какой топологии формула расчета коэффициента трансформации ? (ну собственно не важно).

Вот вы пишите не так уж и много рассеивает..... а сколько в граммах.

Формула для обратноходового источника в критическом режиме. Она же годится и для ШИМ при условии, что транзистор открывается сразу, когда ток выпрямительного диода заканчивается.

При полезной мощности 5Вт. Даже потерять 0,5Вт - это много.

Дело в том, что здесь все зависит только от паразитных параметров. А именно, индуктивности рассеяния и емкости выпрямительного диода.

Кроме того если поставить транзистор с напряжением пробоя 1000В (например я использую IRFBG30), то надежность не потеряется. Кстати транзисторы выходили из строя не более чем в 0.1% изготовленных устройств. Чаще умирают контроллеры, и трансформаторы иногда плохо мотают.

Можно поставить транзистор и на 2 кВ. Только это ничего не даст. Энергию, накопленную индуктивностью рассеяния, надо куда-то деть. Если не предвидится ни ограничителя, ни демпферной цепи, то нагреваться будет все остальное.

[Lenel]

Напряжение на стоке можно расчитать по такой формуле:

U= Uout/k+2*Uin,

где Uout - напряжение на вторичной обмотке,
k - коэффициент трансформации с первичной на вторичную обмотку по напряжению
для обратноходовика он не равен соотношению напряжений... у меня в реальной схеме
получилось k=0.0612 это соотношение витков. Вот оно выбирается исходя из мощности,
минимального напряжения на входе.
Uin - напряжение на входе.

В итоге получается:

U= 5 / 0.0612 + 2 * 400 = 881 В.

Правильность моей формулы могу доказать (если нужно).
Интересно по какой формуле рассчитывали вы ?

Применять демпферную цепочку не стану, т.к. она отбирает большую мощность, а самый важный критерий для моего БП - КПД.

Добрый день!
Напряжение на стоке расчитывается по формуле U=Emax+(w1/w2)*U2.
К этому надо добавить шпильку. Её лучше гасить дифцепочкой, переключение получается помягче. У нас напряжение на стоке со шпилькой составляет 550В. При мощности 5Вт в ней рассеивется не более 0,1 Вт. Только необходимо правильно разработать и изготовить трансформатор. Типовой кпд для этой мощности и выходного напряжения 0,75-0,8. Больше можно получить, но блок питания будет такой сложный и дорогой.

[Mc_off]

Добрый день!
Напряжение на стоке расчитывается по формуле U=Emax+(w1/w2)*U2.
К этому надо добавить шпильку. Её лучше гасить дифцепочкой, переключение получается помягче. У нас напряжение на стоке со шпилькой составляет 550В. При мощности 5Вт в ней рассеивется не более 0,1 Вт. Только необходимо правильно разработать и изготовить трансформатор. Типовой кпд для этой мощности и выходного напряжения 0,75-0,8. Больше можно получить, но блок питания будет такой сложный и дорогой.

0,1 В - тоже потеря.

Вот, как раз, не в цене дело.
Нужно во-первых КПД, во-вторых надежность.

Допустим я ошибался про напряжение "шпильки", ну тогда ситуация не хуже, а лучше. Можно применить транзистор с меньшим сопротивлением канала ...

Посмотрел я осциллом на шпильку... однако, около 700-800В (там не очень хорошо видно), так что считаю что или я вас не очень понял или вы где-то ошибаетесь.

[Vlas]

Рекомендую порыться там же, поскольку у них есть и контроллеры без полевиков, работающие по тому же принципу.
И второе. При правильно рассчитаном трансе и 650 Вольт Ubr_dss может быть вполне достаточно при питании от 400 Вольт.

В принципе, транс на любое напряжение можно рассчитать. Увеличивая коэфф. трансформации во вторичку, получаем меньшее напряжение в первичке(отраженное), уменьшается коэффициент заполнения, уменьшаются витки первички, её емкость, динамические потери на вкл-и транзистора. Ещё к остальным добавлю - всё в основном упирается в конструкцию транса.

Сообщение отредактировал Vlas - Oct 19 2007, 13:50

[Paramon]

Основной критерий блока питения - максимальный КПД.
Напряжение на входе от 90В до 400В.
Напряжение на выходе - 5В (3.3В).
Мощность нагрузки - 5Вт.

У меня сейчас работает схема на HV9120.
Это обычный шим контроллер, но в нем есть схема запитки от высокого напряжения, т.е. не нужен внешний резистор, на котором теряется довольно много мощности. Дело в том, что на вход может поступать от 90 до 400В. При напряжении 400В, падение на этом резисторе было бы довольно большим. Мощность нагрузки порядка 5 Вт. Так что потеря даже 0,5 Вт - значительна.

В другом блоке питания я применяю IRIS4007, это такой типа TOPswitch, но работающий в квазирезонансном режиме. Это заметно снижает потери на ключе, кроме того гораздо меньше излучаемые помехи, что тоже довольно важно (блоки питания устанавливаются в средства связи)

Есть желание найти такой контроллер, который работал бы как IRIS в квазирезонансном (Quasi resonant) и мог бы запитываться от 400В.

Как вариант - найти отдельно микросхему для запитки контроллера от высокого напряжения и отдельно квазирезонансный контроллер на напряжение для 400В (это сток-исток не меньше 900В)

Посоветуйте, если кто знает.

Может не совсем в тему, но посмотрите в сторону UCC28600 от TI
(кстати может работать в паре с контроллером коррекции мощности UCC28051)
Там они грозятся про резистор начальной подпитки 2Мом.
И ещё говорят, что хорошо ведут себя на холостом ходу(без нагрузки)