Устранение влияния длинного эха в COFDM, DVB-T Опции

[Wasja]

При разработке DVB-T приемника столкнулись с проблемой при работе с длинным мощным эхо-сигналом.
Необходимо обеспечить работоспособность приемника DVB-T при наличии эхо-сигнала такой же мощности (0 dB эхо) как основной сигнал, задержанного на время до 0,95 длины защитного интервала и не вносящего поворота фазы (0 градусов в центре канала). Для режима 2k максимальный сдвиг составляет 486,4 отсчета (при длине защитного интервала 1/4), для режима 8k – 1945,6 отсчетов.
Для коррекции частотной характеристики канала используется интерполяция значений пилотных несущих. Для DVB-T, собрав данные по 4 последовательным символам, можно получить 569 равномерно расположенных пилотных несущих, что теоретически позволяет исправить воздействие эха сигнала со сдвигом до 341,333 отсчетов для 2k и до 1365,333 отсчетов для 8k. В реальности максимальное значение ниже и зависит от способа интерполяции. Таким образом, этим способом компенсация воздействия максимально сдвинутого эхо-сигнала невозможна.
Может ли сообщество подсказать в какую сторону двигаться для решения этой проблемы?

[Fast]

Мэла. Гибсона..
и получим H(или h) от суммы сигналов, с которой потом неизвестно что делать

По-моему защитные интервалы на 95% своей длины будут замусорены эхом предыдущего символа, чему там можно будет бучить фильтр?

обучать по 5% незамусоренным, но на N-символах

[alex_os]

Мэла. Гибсона..
и получим H(или h) от суммы сигналов, с которой потом неизвестно что делать


обучать по 5% незамусоренным, но на N-символах

Не понял какой суммы? С H понятно что делать. Поэлементно инвертировать и умножить на выход fft. И дальше на демодулятор.
А адаптивный фильтр какой? Типа LMS и где он находится ? До FFT ? И как его обучать?

[Fast]

Не понял какой суммы? С H понятно что делать. Поэлементно инвертировать и умножить на выход fft. И дальше на демодулятор. А адаптивный фильтр какой? Типа LMS и где он находится ? До FFT ? И как его обучать?

не-не, простой коррекцией АЧХ и ФЧХ не обойтись, нужно именно компенсировать влияние эхо-сигнала, который является тем же самым сигналом что и передавался, только задержанным на dt и "умноженным" на H

у меня сейчас просто нет времени смоделировать весь процесс, хотя задачка очень интересная и важная
в двух словах:
для конца символа имеем Sx = S0*H0 + Se*He
где S0 - исходный сигнал, H0 - передаточная характеристика канала для сигнала
где Se - сигнал эха, He - передаточная характеристика эха

для повторения конца символа, где 5% остаток без эха: Sy = S0*H0


Sx = S0*H0 + Se*He
Sy = S0*H0

Se*He - (Sx - Sy) = 0

Se = S0(-dT)
S0(-dT)*H` - (Sx - Sy) = err

необходимо обучить H` для err => 0. сколько потребуется OFDM-символов зависит от С/Ш и уровня эха
h`(t) = h`(t-1) + err*k;


Sx и Sy - это, соотв, 5% фрагменты символа, которые повторяется в конце, т.е. Sx - с эхом, Sу - без

[alex_os]

Все должно работать!

1) Не 1/4 поднесущих полностью обнулится а гораздо меньшее количество, естественно
подразумевается что SNR очень велик.

2) FEC 1/2 модуляция QPSK.

Здесь код
 channel_estimator.zip ( 1.9 килобайт ) Кол-во скачиваний: 85


2 Fast.

Т.е. Вы предлагаете построить линейный фильтр который выделит эхо и потом это эхо вычесть из сигнала?
В этом случае ничего хорошего не получится. Что будет представлять из себя АЧХ такого фильтра? Это будет
что-то вроде инверсии AЧХ канала. Соответственно если в спектре нули ....

Эскизы прикрепленных изображений

 

[Fast]

Т.е. Вы предлагаете построить линейный фильтр который выделит эхо и потом это эхо вычесть из сигнала?
В этом случае ничего хорошего не получится. Что будет представлять из себя АЧХ такого фильтра? Это будет
что-то вроде инверсии AЧХ канала. Соответственно если в спектре нули ....

это будет линейный фильтр, через который пропускается S(t-dT), и вычитается из S(t)
S`(t) = S(t) - S(t-dT)*H`
будет ли это "что-то вроде инверсии АЧХ канала" - сомневаюсь

Поэтому на этих 5% это будет не чистый сигнал - а сумма основного и эхо сигналов одного символа (Si). А на 95% - сумма разных символов - основной сигнал символ Si+1, эхо-сигнал символ Si.
Т.е. частотная характеристика этих 5% защитного интервала не будет отличатся от частотной характеристики в самом символе.

тогда нужен другой критерий для минимизации ошибки. например, С/Ш.
точную эхо-задержку можно найти по АКФ
далее решать
S`(t) = S(t) - S(t-dT)*h`
snr->max

решение где-то рядом, только надо упорно ковырять

p.s.
Wasja , Вы уже попробовали способ , предложенный alex_os ?

[alex_os]

это будет линейный фильтр, через который пропускается S(t-dT), и вычитается из S(t)
S`(t) = S(t) - S(t-dT)*H`

Я правильно понимаю что?
S(t) - принятый сигнал
S'(t) - oценка эха.

[Fast]

Я правильно понимаю что?
S(t) - принятый сигнал
S'(t) - oценка эха.

S(t) - принятый сигнал
S'(t) - очищенный от эха
S(t-dT)*H` - оценка эха

[alex_os]

S(t) - принятый сигнал
S'(t) - очищенный от эха
S(t-dT)*H` - оценка эха

Хорошо, в спектральной области имеем на входе канала имеем Sx(jw)
На выходе канала S(jw) = Sx(jw)*(1+exp(-1jw*delay)), тогда
H(jw) = Sx(jw) * exp(-1jw*delay) / S(jw) = exp( -1j*w*delay ) / ( 1+exp(-1j*w*delay) ).

Так, что деление на числа близкие к нулю будет присутствовать в том или ином месте .

[Fast]

Так, что деление на числа близкие к нулю будет присутствовать в том или ином месте .

ну и что, в радиоканале вечная проблема вытянуть спектральные нули. просто не надо делить на ноль
т.е. это уже совсем другая проблема