Устранение влияния длинного эха в COFDM, DVB-T Опции

[Wasja]

При разработке DVB-T приемника столкнулись с проблемой при работе с длинным мощным эхо-сигналом.
Необходимо обеспечить работоспособность приемника DVB-T при наличии эхо-сигнала такой же мощности (0 dB эхо) как основной сигнал, задержанного на время до 0,95 длины защитного интервала и не вносящего поворота фазы (0 градусов в центре канала). Для режима 2k максимальный сдвиг составляет 486,4 отсчета (при длине защитного интервала 1/4), для режима 8k – 1945,6 отсчетов.
Для коррекции частотной характеристики канала используется интерполяция значений пилотных несущих. Для DVB-T, собрав данные по 4 последовательным символам, можно получить 569 равномерно расположенных пилотных несущих, что теоретически позволяет исправить воздействие эха сигнала со сдвигом до 341,333 отсчетов для 2k и до 1365,333 отсчетов для 8k. В реальности максимальное значение ниже и зависит от способа интерполяции. Таким образом, этим способом компенсация воздействия максимально сдвинутого эхо-сигнала невозможна.
Может ли сообщество подсказать в какую сторону двигаться для решения этой проблемы?

[Fast]

Мэла. Гибсона..
и получим H(или h) от суммы сигналов, с которой потом неизвестно что делать

По-моему защитные интервалы на 95% своей длины будут замусорены эхом предыдущего символа, чему там можно будет бучить фильтр?

обучать по 5% незамусоренным, но на N-символах

[alex_os]

Мэла. Гибсона..
и получим H(или h) от суммы сигналов, с которой потом неизвестно что делать


обучать по 5% незамусоренным, но на N-символах

Не понял какой суммы? С H понятно что делать. Поэлементно инвертировать и умножить на выход fft. И дальше на демодулятор.
А адаптивный фильтр какой? Типа LMS и где он находится ? До FFT ? И как его обучать?

[Fast]

Не понял какой суммы? С H понятно что делать. Поэлементно инвертировать и умножить на выход fft. И дальше на демодулятор. А адаптивный фильтр какой? Типа LMS и где он находится ? До FFT ? И как его обучать?

не-не, простой коррекцией АЧХ и ФЧХ не обойтись, нужно именно компенсировать влияние эхо-сигнала, который является тем же самым сигналом что и передавался, только задержанным на dt и "умноженным" на H

у меня сейчас просто нет времени смоделировать весь процесс, хотя задачка очень интересная и важная
в двух словах:
для конца символа имеем Sx = S0*H0 + Se*He
где S0 - исходный сигнал, H0 - передаточная характеристика канала для сигнала
где Se - сигнал эха, He - передаточная характеристика эха

для повторения конца символа, где 5% остаток без эха: Sy = S0*H0


Sx = S0*H0 + Se*He
Sy = S0*H0

Se*He - (Sx - Sy) = 0

Se = S0(-dT)
S0(-dT)*H` - (Sx - Sy) = err

необходимо обучить H` для err => 0. сколько потребуется OFDM-символов зависит от С/Ш и уровня эха
h`(t) = h`(t-1) + err*k;


Sx и Sy - это, соотв, 5% фрагменты символа, которые повторяется в конце, т.е. Sx - с эхом, Sу - без

[alex_os]

Все должно работать!

1) Не 1/4 поднесущих полностью обнулится а гораздо меньшее количество, естественно
подразумевается что SNR очень велик.

2) FEC 1/2 модуляция QPSK.

Здесь код
 channel_estimator.zip ( 1.9 килобайт ) Кол-во скачиваний: 85


2 Fast.

Т.е. Вы предлагаете построить линейный фильтр который выделит эхо и потом это эхо вычесть из сигнала?
В этом случае ничего хорошего не получится. Что будет представлять из себя АЧХ такого фильтра? Это будет
что-то вроде инверсии AЧХ канала. Соответственно если в спектре нули ....

Эскизы прикрепленных изображений

 

[Fast]

Т.е. Вы предлагаете построить линейный фильтр который выделит эхо и потом это эхо вычесть из сигнала?
В этом случае ничего хорошего не получится. Что будет представлять из себя АЧХ такого фильтра? Это будет
что-то вроде инверсии AЧХ канала. Соответственно если в спектре нули ....

это будет линейный фильтр, через который пропускается S(t-dT), и вычитается из S(t)
S`(t) = S(t) - S(t-dT)*H`
будет ли это "что-то вроде инверсии АЧХ канала" - сомневаюсь

Поэтому на этих 5% это будет не чистый сигнал - а сумма основного и эхо сигналов одного символа (Si). А на 95% - сумма разных символов - основной сигнал символ Si+1, эхо-сигнал символ Si.
Т.е. частотная характеристика этих 5% защитного интервала не будет отличатся от частотной характеристики в самом символе.

тогда нужен другой критерий для минимизации ошибки. например, С/Ш.
точную эхо-задержку можно найти по АКФ
далее решать
S`(t) = S(t) - S(t-dT)*h`
snr->max

решение где-то рядом, только надо упорно ковырять

p.s.
Wasja , Вы уже попробовали способ , предложенный alex_os ?

[alex_os]

это будет линейный фильтр, через который пропускается S(t-dT), и вычитается из S(t)
S`(t) = S(t) - S(t-dT)*H`

Я правильно понимаю что?
S(t) - принятый сигнал
S'(t) - oценка эха.

[Fast]

Я правильно понимаю что?
S(t) - принятый сигнал
S'(t) - oценка эха.

S(t) - принятый сигнал
S'(t) - очищенный от эха
S(t-dT)*H` - оценка эха

[alex_os]

S(t) - принятый сигнал
S'(t) - очищенный от эха
S(t-dT)*H` - оценка эха

Хорошо, в спектральной области имеем на входе канала имеем Sx(jw)
На выходе канала S(jw) = Sx(jw)*(1+exp(-1jw*delay)), тогда
H(jw) = Sx(jw) * exp(-1jw*delay) / S(jw) = exp( -1j*w*delay ) / ( 1+exp(-1j*w*delay) ).

Так, что деление на числа близкие к нулю будет присутствовать в том или ином месте .

[Fast]

Так, что деление на числа близкие к нулю будет присутствовать в том или ином месте .

ну и что, в радиоканале вечная проблема вытянуть спектральные нули. просто не надо делить на ноль
т.е. это уже совсем другая проблема

[alex_os]

ну и что, в радиоканале вечная проблема вытянуть спектральные нули. просто не надо делить на ноль
т.е. это уже совсем другая проблема

Т.е Вы настаиваете на том, что возможен другой, лучший чем традиционный способ декодированая OFDM ?

[Fast]

Т.е Вы настаиваете на том, что возможен другой, лучший чем традиционный способ декодированая OFDM ?

да вообще-то они все традиционные, даже демодулятор(корректор) Витерби
и в данном случае, когда мощность эха сопоставима с сигналом, смотрю, что-то не очень подходит это "традиционное"..

[alex_os]

да вообще-то они все традиционные, даже демодулятор(корректор) Витерби
и в данном случае, когда мощность эха сопоставима с сигналом, смотрю, что-то не очень подходит это "традиционное"..

Ну если эхо сопоставимо с сигналом значит усе плохо и природу не обманешь ни традиционными способами ни тем более альтернативными..
Что касается ОFDM то максимально правдоподобная (MLSE )оценка переданного символа совпадает с самым прямолинейным и традиционным
способом. Т.е. на входе IFFT передатчика имеется вектор столбец sx, каждый элемент этого вектора это одна из точек сигнального
созвездия QPSK или QAM. На приемном конце после FFT мы имеет вектор s и измеренную (или полученную путем интерполяции)
передаточную характеристику канала H(квадратная матрица,у которой только диагональные элементы ненулевые). Наилучшая (максимально
правдоподобная ) оценка sx, это sx_est, которая минимизируем квадрат ошибки e2 = (s - H*sx_est)' *(s - H*sx_est).
Т.е. другими словами алгоритм, вроде найти H, найти inv(H), умножить inv(H) на s, и результат подать на slicer есть оптимальный и ничего лучше быть
не может.

[Serg76]

Т.е. другими словами алгоритм, вроде найти H, найти inv(H), умножить inv(H) на s, и результат подать на slicer есть оптимальный и ничего лучше быть
не может.

вроде как может быть, - турбоэквалайзеры. в отличие от метода максимального правдоподобия (минимум вероятности ошибки для всей последовательности) дают минимум вероятности ошибки на каждый символ, но ресурсов требуется поболе.

[alex_os]

вроде как может быть, - турбоэквалайзеры. в отличие от метода максимального правдоподобия (минимум вероятности ошибки для всей последовательности) дают минимум вероятности ошибки на каждый символ, но ресурсов требуется поболе.

Дык, какие тут могут быть турбоэквалайзеры для ОFDM ? Все несущие ортогональны... Символы соседние ни как не влияют друг на друга.
Т.е. что MLSE что MAP будет выглядеть вроде- берем i-ю поднесующую берем какие-то статистики для этой поднесущей и что-то со всем этим делаем,
все остальные поднесущие с номером отличным от i на этот процесс не влияют.. Хотя, с Вами согласен что MAP - это то самое чем нужно считать LLR для последующего декодирования FEC декодерами.

ps можно придумать фантастический вариант и как-то использовать энергию содержащуюся в защитном интервале, но ясно , что получится что-то
сложное а эффект будет почти не заметный.

[Serg76]

все остальные поднесущие с номером отличным от i на этот процесс не влияют.. Хотя, с Вами согласен что MAP - это то самое чем нужно считать LLR для последующего декодирования FEC декодерами.

формально да, а как там будет, даже не знаю? как раз и имел ввиду, что схема FEC должна быть завязана (согласована) с демодуляцией, может и будет какая польза от итеративного эквалайзинга.