Измерение рассчитанных плат с мостами Вилкинсона на VNA, Измерение на VNA произвольных импедансов с минимальным отражением Опции

[Stefan1]

Добрый день. Помогите пожалуйста с проблемой:
Необходимо сравнить расчет моста Вилкинсона в Microwave office (рис. ниже) с реальным измерением данных расчитанных плат на анализаторе цепей. Необходимо измерить |S23|, |S21| и |S31|. Мост используется для сложения двух мощных транзисторов в S-диапазоне частот. Но возникает проблема: VNA измеряет с 50-ти омными портами, а мне нужно подставлять в порты 2 и 3 импеданс транзистора (например, Z=1-j4). Есть идея использовать для этого калибровочные наборы, трансформирующие 50 ом в необходимый импеданс и затем производить TRL калибровку всей оснастки включаяэти наборы, но уж больно это сложно.
Кто-нибудь сталкивался с такой проблемой?
Или же вопрос можно переформулировать: как измерять на VNA произвольные импедансы (порядка Z=1-j4) с минимальным отражением?


Сообщение отредактировал Stefan1 - May 4 2017, 13:24

[Hale]

Не понимаю Вас. В начале теме Вы писали, что Вам нужна широкополосность. Реальный четвертьволновой отрезок линии передачи можно изготовить только для единственной частоты, для других частот - этот отрезок уже не является четвертьволновым. Поэтому отражения в диапазоне частот от неоднородности будут и в ноль на входе уйти не получится.

У вас где мощность собрана? в середине полосы. Вот на нее и настраиваете четвертьволны. И на S11 в этом месте будет общий минимум (и ям и горбов s11).

не на 2-3 отрезка, а на десятки, сотни (вплоть до бесконечности).

я понимаю, вам поговорить больше не о чем. но вы сначала проведите расчет 300 ступенек с характеристикой Батерворта хотя-бы. ну вот так, табличку [Z,w, λ].

Даже интересно как выглядит микрополосковый плавный переход 50->300 Ом на 10 ГГц.

мне тоже. у меня оборудование позволяло вырезать только четвертьволновые ступеньки. Оно имхо и лучше, меньше потери на излучение и вообще. подложка нужна потолще, с ε поменьше.

Закажите плату на специализированном предприятии. Сроки могут сократиться до недели, а стоимость вполне приемлемая.

не знаю как у вас, но на неспециализированных предприятиях такие вещи вообще не делают.

При отличие импеданса транзистора от импеданса, получившегося в широкой части расширяющегося перехода на VNA в реальном времени такая корректировка невозможна, как я понимаю.

Если лень пересчитывать по уму показания ВНА в рассогласующие RLC элементы, то можно просто потыкать сверху отрезками согласующих микрополосков на зуботычке. Еще прием, если импеданс кажется великоват, можно понизить примерно вдвое бросив сверху кусок экранированной подложки (т.е. получить симметричную полосковую линию)

Кроме всего вышесказанного остается неразрешенным вопрос связи между двумя переходами Клопфенштейна

Клоп предполагает наилучшее согласование на наименьшей дистанции (когда экспонента предлагает только дистанцию)... чем короче линия, тем меньше связь. плавные заходы, меньше неоднородности, значит меньше излучение. меньше наводки. что вам не нравится, все равно лучшего широкополосного решения нет.

[MePavel]

У вас где мощность собрана? в середине полосы. Вот на нее и настраиваете четвертьволны. И на S11 в этом месте будет общий минимум (и ям и горбов s11).

А если полоса в несколько октав, как в рассматриваемом случае? Где середина? Сами же говорили о широкополосности университетских физиков, которая не сравнится узким пониманием широкополосности радиоинженеров:

У всех переходников есть недостаток - узкополосность.

да, поправочка. То, что у радистов считается широкополосным (сто МГц), у университетских физиков считается узкополосным... широкополосность начинается от гигагерц (в процентах не считают, т.к. на ферритах, например, частотная зависимость обратная). Отличие практических схем от принципиальной модели... короче, чтобы экспоненциальный переход был широкополосным, экспонента должна быть бесконечной. А на практике неплохо работают переходники Клопфенштейна, даже нарисованные на глаз, обведенные квадратичной, или суммой двух обратных экспоненциальных функций.

я понимаю, вам поговорить больше не о чем. но вы сначала проведите расчет 300 ступенек с характеристикой Батерворта хотя-бы. ну вот так, табличку [Z,w, λ].

Я думаю, что нет особых проблем провести аналитический расчет экспоненциального перехода при количестве ступенек, стремящихся к бесконечности. Характеристика Баттерворта никакого отношения к рассматриваемым переходам не имеет.

мне тоже. у меня оборудование позволяло вырезать только четвертьволновые ступеньки. Оно имхо и лучше, меньше потери на излучение и вообще. подложка нужна потолще, с ε поменьше.

Опять смотря для чего лучше. Если коэффициент перекрытия по частоте, скажем, меньше октавы, то лучше четвертьволновые ступеньки. В остальных случаях выгоднее использовать плавные переходы, так как они получаются значительно короче и, следовательно, имеют меньшие потери.

не знаю как у вас, но на неспециализированных предприятиях такие вещи вообще не делают.

Не знаю что там у Вас за требования. А вообще у нас есть предприятия, которые на фольгированных диэлектриках типа Rogers, Arlon, ФАФ-4Д, ФЛАН могут изготовить ПП в течении 1-2-х недель с учетом доставки по приемлемой цене.

Приведу расчетные данные для пояснения. Ниже показана топология моста вместе с переходами Клопф, а также параметры S12 и S13 расчитанный в данной топологии после deembedinga переходов Клопф (во всех портах импеданс равен 50 Ом):
[attachment=107282:Wilk_TRL.png] [attachment=107277:s12_BAZ.png]

Очевидно, что где-то большая ошибка в деэмбединге. Такого большого усиления в пассивной структуре не может быть, даже если не учитывать паразитную связь между двумя близкорасположенными переходами.

Видно, что после deembedinga переходов Клопф характеристики S12 на первом графике не совпадают с расчетом одного лишь моста без переходов при подстановки импеданса транзистора в сечении портов 2 и 3 (из-за несоответствия импедансов в месте подсоединения переходов Клопф к мосту). Примерно та же картина, что показана на верхнем графике, будет у меня и при реальном измерении на VNA после всех калибровок и deembedinga. Вы говорите, что на VNA можно как-то скомпенсировать данное несоответствие импедансов. Не подскажите как?

После всех калибровок и деэмбединга VNA может напрямую сохранить поведенческую модель черного ящика в виде S-параметров. Эту модель можно подставить в проект того же MWO и рассчитать дополнительные интересующие характеристики. Кроме того, VNA напрямую может показать импеданс согласующей цепи и без подстановки в MWO, при условии что развязка между плечами сумматора имеется.

Имею ввиду связь между двумя переходами Клоп, используемыми при измерении по схеме, представленной в данном посте выше (порты 2 и 3). Хотелось бы ее как-то учесть при калибровке. Измерить количественно можно путем соединения двух плат с двумя переходами Клопф на каждом (как при калибровке элемента THRU, только одновременно с четыремя переходами) и измерить S12 крест на крест, нагрузив на 50 Ом оставшиеся порты (рис ниже). И затем поделить результат пополам. А как это учесть в VNA не понятно.[attachment=107287:WP_20170...1_16_Pro.jpg]

Все эти скалярные количественные измерения конечно хороши, но толку от них мало. Дешевле и быстрее промоделировать это паразитное влияние и принять соответствующие меры - экраны, симметричные полосковые линии и даже изготовление другой платы с СЦ, в которой площадки подключения транзистора разнесены на большее расстояние.
Кроме того, в VNA опционально при калибровке есть режим "Isolation". Возможно это тоже может компенсировать паразитную связь.

импедансы разные. видимо это особенность работы около 5 Ом

Никакой там особенности нет. Просто надо было моделировать одну и ту же исходную задачу, а потом уж говорить о несоответствия в расчетах. У нас даже коэффициенты трансформации сопротивления разные 4 (у Вас) и 10 (у меня). Естественно, что меньше коэф. трансформации сопротивлений, тем меньше заметна разница между всеми тремя переходами.

Просимулировал - S21 получается где-то 20 дБ, почти равен S32 для моста! Т.е. надо учитывать как-то в моделе или на VNA.

С точки зрения постановки задачи результат имеет очень отдаленное качественное значение. Во-первых, у вас моделировалась связь между двумя состыкованными парами плавных переходов (логично, что эта связь будет больше), а во-вторых переходы были нагружены на активное сопротивление.
Лучше смоделировать два близкорасположенных перехода, нагруженных на импеданс 1-j*4, и измерить коэф. передачи.