|
|
|
Стабильность источника с ООС по напряжению |
|
|
|
Jul 1 2016, 09:47
|
Участник
Группа: Участник
Сообщений: 64
Регистрация: 25-04-15
Из: Санкт-Петербург
Пользователь №: 86 385
|
Здрасьте. Собрал источник по прямоходовой топологии (двухтранзисторный) с управлением по напряжению с максимальной нагрузкой в 300 Вт. Нагрузил пока до 130 Вт - рассчитываю, что он уже в режиме неразрывных токов (дроссель на 60 мкГн при Dmax = 0.49, f = 50 кГц). Обратную связь считал, изначально на плате был ПИД-регулятор (регулятор третьего типа). Осциллограммы ниже - с П-регулятором, ведь эта топология устойчива и без коррекции, так? Есть вопросы: 1) Источник шипит, это я так понимаю генерация в цепи ОС. Что считается генерацией? Это? (CH1 - напряжение на транзисторе, CH3 - на ноге ОС (на транзисторе оптопары), CH4 - выходное)
Или это?
2) Выходное напряжение отличается от 27 В, как правильно его выставлять? Изменением коэффициента усиления TL431 или переменным резистором в нижнем плече делителя напряжения? 3) Пока не получилось добиться стабильной работы с регулятором третьего типа. Осциллограммы выше сняты со следующими номиналами элементов (сейчас просто П-регулятор, увеличивающий частоту среза до 3 кГц): R1 = 24,5 Ом, Rlower = 1,9 кОм (а рассчитывал на 2,5), Rled = 3,9 кОм, Rpullup = 4,7 кОм, R2 = 51 кОм, C1 - выводы закорочены, R3, C3, C2 - отпаяны.
4) Я правильно понимаю, что ноль с полюсом, дающие необходимый запас по фазе (регулятор второго типа, lead compensator) дают R3 и C3? А С1 дает инвертированный ноль, обеспечивающий ослабление низкочастотных колебаний? Если так, то C1 пока не особенно и нужен.
Сообщение отредактировал Dima92 - Jul 1 2016, 15:49
|
|
|
|
|
Mar 21 2017, 10:59
|
Частый гость
Группа: Участник
Сообщений: 181
Регистрация: 26-11-10
Пользователь №: 61 198
|
1. на нижней картинке у Вас похоже субгармоническая генерация. Случается в current mode CCM конвертерах при D>0.5. Slope compensation есть? Скорее всего в ней дело (точнее в ее отсутствии). 2. резистором в нижнем плече. можно и в верхнем, тогда незначительно изменится настройка компенсации. Если у вас 24,5к и 2,5к - то должно быть 27В, если нет - значит 431 не в режиме. Rbias присутствует? 3. Цитата R2 = 51 кОм, C1 - выводы закорочены вот причина несоответствия выходного напряжения. Вы задушили усиление 431 причем даже по постоянке. С1 должен быть конденсатором а не перемычкой... 4. Неправильно понимаете. И еще немаловажный момент: у Вас верхний вывод RLED подключен к стабилизированному питанию (как на приведенной Вами схеме) или напрямую к Vout? Это важно - передаточные функции 431 кардинально отличаются в этих двух случаях.
|
|
|
|
|
Mar 21 2017, 14:09
|
и по нечётным радист
Группа: Участник
Сообщений: 994
Регистрация: 3-03-09
Из: Москва, Кунцево
Пользователь №: 45 598
|
Цитата(stas00n @ Mar 21 2017, 13:59) 1. на нижней картинке у Вас похоже субгармоническая генерация. Случается в current mode CCM конвертерах при D>0.5. Slope compensation есть? Скорее всего в ней дело (точнее в ее отсутствии). Да! Но ведь это прямоходовик, и его раскрытие, как правило, ограничено D=0,5 (у ТС 0,49). Часто забывают ещё об одной причине возникновения субгармоник, это когда пульсации выходного напряжения на входе ШИМ-компаратора соизмеримы с амплитудой пилы на втором его входе. Причём соизмеримость может быть на уровне 0,1 и меньше. И здесь тоже поможет Slope compensation (в случае использования current mode) и , конечно увеличение выходного LC фильтра. Цитата R1 = 24,5 Ом, Rlower = 1,9 кОм (а рассчитывал на 2,5), Rled = 3,9 кОм, Rpullup = 4,7 кОм, R2 = 51 кОм, C1 - выводы закорочены, R3, C3, C2 - отпаяны. И C1 тоже в этом может помочь. И ещё! Зачем такие низкоомные цепи по входу схемы сравнения? Они могут сильно нагружать TL431, даже "загонять" её в ограничение тока. Пардон. Вопрос снимаю, не заметил R2=51к, но ведь его величина может потребоваться и меньше.
Сообщение отредактировал MikeSchir - Mar 21 2017, 14:13
--------------------
|
|
|
|
|
Mar 24 2017, 20:50
|
Участник
Группа: Участник
Сообщений: 64
Регистрация: 25-04-15
Из: Санкт-Петербург
Пользователь №: 86 385
|
Спасибо за ответы, господа. Вопрос правда от 1 июля 2016. Повторю еще раз, преобразователь - с управлением по напряжению (дьюти-сайкл мод), компенсация наклона пилы здесь не при чем. В конце концов источник работает стабильно (после подбора элементов), на наброс нагрузки правда реагирует не очень. Покажу картинки (переходный процесс не заснят): Это размах напряжения на нагрузке ватт в 250:
А тут видно, что колебания сетевого напряжения неплохо пролезают на выход:
Вопросы: С1 дает наклон в -20 дБ/дек, начинающийся на частоте 1/2piRC, так? Усиление по постоянке определяется соотношением R2/R1, как у ОУ в инвертирующем включении, так? Низкоомных цепей там нет, я опечатался, 24,5 кОм.
|
|
|
|
|
Mar 25 2017, 06:48
|
Частый гость
Группа: Участник
Сообщений: 181
Регистрация: 26-11-10
Пользователь №: 61 198
|
Плохой отклик у вас по всей видимости из-за малой частоты fc - Вы ее пробовали измерить? Пульсации "пролезают" из-за малого усиления на низких частотах, по всей видимости, C1 Вы так и не поставили? Если схема соответствует, наклон -20 дБ/дек в ней не начинается, а заканчивается на частоте 1/(2*pi*R1*C1), на более высоких частотах |G|=R2/R1. Усиление по постоянке большое (для AC анализа не очень важно сколько именно, главное - много) - можете считать 60дБ, 90дБ или стремящимся к бесконечности. Определяется параметрами TL431 и значением RLED. ЕСли же у Вас по прежнему C1 = перемычка, то ОС частотнонезависимая и усиление во всем интересующем диапазоне (от DC до сотен килогерц) будет R2/R1. Отсюда и отсутствие стабилизации и высокие пульсации сетевой частоты на выходе.
Схема на 431 - это действительно инвертирующий усилитель на ОУ. Его передаточная функция в общем случае: G = -Zfb/Z1, где Zfb - импеданс цепи обратной связи - в приведенной Вам схеме Zfb = R2 + 1/(s*C1); Z1 - входной импеданс. Z1 = R1 (если R3, C3 не установлены). s = 2*pi*f *i то есть для Вашей схемы без R3 и С3 будет: G = -(R2/R1 + 1/(s*R1*C1)) Усиление считается как abs(G), фаза - как angle(G). Возьмите какой-нибудь математический пакет (наверное и онлайн есть) и посчитайте. Если хорошо разбираетесь в комплексном счислении - можно и "врукопашную" в Excel.. Многие вопросы отпадут.
Сообщение отредактировал stas00n - Mar 25 2017, 06:21
|
|
|
|
|
Mar 25 2017, 08:12
|
Частый гость
Группа: Участник
Сообщений: 181
Регистрация: 26-11-10
Пользователь №: 61 198
|
Вот вам бесплатный онлайн аналог матлаба: http://octave-online.net/Набросал пример скрипта для Вашей схемы, при желании разберетесь что к чему. С1, для примера, 68 нФ...
Эскизы прикрепленных изображений
|
|
|
|
|
Mar 28 2017, 10:20
|
и по нечётным радист
Группа: Участник
Сообщений: 994
Регистрация: 3-03-09
Из: Москва, Кунцево
Пользователь №: 45 598
|
Цитата(stas00n @ Mar 25 2017, 11:12) Вот вам бесплатный онлайн аналог матлаба: http://octave-online.net/Набросал пример скрипта для Вашей схемы, при желании разберетесь что к чему. С1, для примера, 68 нФ... И получится то же что и у ТС, т.к. частота цепочки R2 C1 46 Гц и опять на 100 Гц имеем малое усиление. Надо уменьшать R2*C1 но не делать эту частоту выше чем собственная частота LC фильтра, хотя... ведь есть ещё R3C3.
--------------------
|
|
|
|
|
Mar 28 2017, 11:39
|
Частый гость
Группа: Участник
Сообщений: 181
Регистрация: 26-11-10
Пользователь №: 61 198
|
Цитата(MikeSchir @ Mar 28 2017, 12:20) И получится то же что и у ТС, т.к. частота цепочки R2 C1 46 Гц и опять на 100 Гц имеем малое усиление. Надо уменьшать R2*C1 но не делать эту частоту выше чем собственная частота LC фильтра, хотя... ведь есть ещё R3C3. Естественно надо меньше. "для примера" - это я применительно к скрипту указал, а не к приложению автора. 68н - просто цифра с потолка, чтобы видно было графики. По одной из методик эту цепь настраивают примерно на 1/3 fc. Я делал даже меньше, - чтобы запас по фазе еще увеличить. Усиление по НЧ в другом месте поднимал - в усилителе ошибки контроллера. Вообще неизвестно какая fc получилась у ТС, но судя по осциллограммам - очень низкая. Схема тоже держится в секрете.
|
|
|
|
|
Mar 28 2017, 20:32
|
Участник
Группа: Участник
Сообщений: 64
Регистрация: 25-04-15
Из: Санкт-Петербург
Пользователь №: 86 385
|
Эх, уже забывать начал. Но вспомнил, что С1 дает инвертированный ноль и приятную задержку по фазе на 90 градусов. Собственно я не спрашивал, но у меня был на эту тему вопрос. Резонансная частота LC фильтра получилась порядка 450 Гц, соответственно, чтобы получить приличный запас по фазе на частоте среза инвертированный ноль пришлось ставить в районе 100 Гц, оттуда и колебания на выходе. Как принято поступать в таких случаях? Схема из первого поста в конце концов была собрана, полосу пропускания считал на 2 кГц, но не мерял.
|
|
|
|
|
Mar 28 2017, 21:07
|
Гуру
Группа: Модераторы
Сообщений: 4 011
Регистрация: 8-09-05
Из: спб
Пользователь №: 8 369
|
Цитата(Dima92 @ Mar 29 2017, 00:32) полосу пропускания считал на 2 кГц, но не мерял. А я когда-то проводил снятие АЧХ живьем с блока питания. Выход через сильно-большой фильтр подавал на схему сравнения, так чтобы только застабилизировать источник по постоянке. А потом на вход схемы сравнения добавлял частоту от звукового генератора. Ну и смотрел, как эта частота проходит на выход блока Вообще есть 3 "золотые" точки на АЧХ 1. Подавление частоты квантования силовым фильтром. Тут наклон соотв. фильтру, обычно -40 или -60 дб/дек 2. Усиление в статике. Тут наклон обычно -20 или -0 дб/дек, Но зато тут известна амплитуда, она вычисляется из условия подавления влияний... 3. Пересечение 0 дб. Тут наклон обычно -20 или -40 дб/дек, но при -40 может быть колебательность.. Как построите 3 точки и приложите к ним наклонные прямые, где под -20, а где и под -60 дб/дек то сразу увидите, сколько есть запаса по амплитуде и какое усиление будет на 100 Гц...
--------------------
www.iosifk.narod.ru
|
|
|
|
|
|
1 чел. читают эту тему (гостей: 1, скрытых пользователей: 0)
Пользователей: 0
|
|
|