Здравствуйте!
Рассчитываю buck преобрахователь на RT8284. Возникли два вопроса:
1. Подставив в рассчёт выходной конденсатор 47 мкФ 6.3 В (GRM31CR60J476ME19L) я получил при Uвх=12В, Uвых=5В, Imax=2A пульсации на выходе 5,5 мВ. Они получились такие низкие из-за того, что у этого конденсатора ESR на частоте преобразователя (300кГц) равен 2мОм. Это реально (и пульсации и ESR)?
2. Можно ли на выход ставить параллельно LowESR электролит и керамический конденсатор? Как я понимаю, плюс от керамики будет в её низком ESR.
3. Как правильно рассчитать стабильность (regulator loop response)? Как она связана с емкостью и ESR выходных конденсаторов? Знаю, что сдвиг фазы в разомкнутой цепи обратной связи должен быть не более 310 градусов (с учётом инвертирования на 180 градусов усилителем ошибки внутри контроллера. Как это правило привязать к анализу работы данной микросхемы по типовой схеме включения из даташита?
Заранее спасибо.

В даташите не нашёл упоминаний о ESR этого конденсатора. полученные 5.5 мВ пульсации зависят не только от частоты преобразования, ESR и ёмкости конденсатора, надо знать ещё и индуктивность дросселя.


Можно.

Как правильно рассчитать стабильность, не знаю )) Но с ёмкостью и ESR выходных конденсаторов она да, связана.
Для каррент мод, в котором работает ваша микросхема, силовая часть будет апериодическим звеном первого порядка с полюсом, образуемым ёмкостью выходного конденсатора и сопротивлением нагрузки. Коэффициент усиления на низких частотах задан порогом токовой защиты микросхемы. Дальше будет располагаться ноль, образуемый ESR выходного конденсатора и его ёмкостью. И чем выше ESR, тем меньше отставание фазы на этой частоте, тем проще будет заставить источник работать устойчиво. Вот из полученной ЛАФЧХ и надо исходить при расчёте цепей коррекции.
Источник питания, работающий в каррент мод не слишком капризен в плане устойчивости, поэтому производитель советует не мудрить с ПИДами, а сделать коррекцию интегрирующим звеном с одним нулём, который видимо нужно расположить на частоте среза разомкнутой системы.
Запас по фазе в 50 градусов, это хороший запас.

ESR взял отсюда. На 300 кГц (рабочая частота преобразователя) ESR равен 2 мОм. Дроссель рассчитывал использовать NR8040T220M. Его DC сопротивление 85.8 мОм.

А не будет ли генерации из-за того, что его ESR очень низкое? (Хммм..., а так ли это?)

Извините, можете, пожалуйста, конкретнее описать ЛАФЧХ какой цепочки мне нужно получить? Вот типовая схема из даташита, скажите что разорвать и АФЧХ коеффициента передачи из какого узла в какой мерять:


А ПИДы тут где? И можете, пожалуйста разъяснить подробнее эту фразу:
"..сделать коррекцию интегрирующим звеном с одним нулём, который видимо нужно расположить на частоте среза разомкнутой системы.."
Спасибо!

Там ещё и импеданс приведён , около 15 мОм.
Для 12 входного и 5 В выходного Кзап=5/12=0.417
Время обратного хода tобр=T-tпрямого=3.333uS-0.417*3.333uS=1.944uS
Пульсация тока от пика до пика на конденсаторе при обратном ходе di=5 В* 1.944uS/22uH=0.442 A
прикидываем грубо пульсацию выходного напряжения от пика до пика :
dU=di*imp=0.442A * 15 mOm= 6.63 mV
при этом пульсациями выходного напряжения за счёт ESR конденсатора в 2mOm можно пренебречь.
Но обратите внимание, что от индуктивности этого дросселя при токе в 2 А почти ничего не останется.



Сама по себе генерация может возникнуть из-за неправильной цепи коррекции ОС.
Говорят (сам не видел), генерация может получиться и при параллельном включении электролитов и керамики, т.е. генерация не в цепи ОС, а между этими конденсаторами.



R1 отключить от выхода источника и подключить к источнику сигнала.
Снимать выходной сигнал соответственно с выхода преобразователя.
Цепи коррекции от 6 ноги микросхемы при этом временно отключить.
По поводу ПИДов, нет их там.
Интегрирующая цепь с одним нулём образуется цепью Сс и Rc. Располагая нуль этой цепи на часте среза разомкнутой системы, мы сможем увеличить запас по фазе источника, максимально используя свойства такого вида коррекции.

Поскольку производитель не даёт никаких параметров внутренних элементов регулятора, точный расчёт его стабильности невозможен. Однако вполне разумно ориентироваться на рекомендуемые параметры из даташита. При других значениях выходного конденсатора соответственно надо изменить и RC цепочку компенсации. Ещё обратите внимание, что при использовании керамики x5r на напряжении близком к максимальному его ёмкость значительно снизится, раза в два, поэтому следует подумать о другом конденсаторе с большей ёмкостью или напряжением. А так керамика в current mode регуляторах отлично работает.

Как вы считаете, можно ли на выход поставить вот этот low ESR электролитический конденсатор (ESR 40 мОм)? Не будет ли генерации или звона при использовании компенсирующей цепочки с номиналами, указанными в даташите? Или если менять, то в какую сторону?
Спасибо.

Если пульсации на выходе устраивают, почему бы и нет. По пульсирующему току он тоже подходит.
Вероятность того, что будет генерация с этим конденсатором меньше, чем с керамическим.
Точнее не скажу.

Спасибо, как попробую - сообщу.

Скачайте вот эту программку:
http://www.onsemi.ru.com/pub/Collateral/COMPCALC.ZIP
Она подходит для понижающих преобразователей и VM, и CM.
Или, если пользуетесь LTSpice, можете скачать аналогичную модельку здесь:
http://electronix.ru/forum/index.php?showt...106322&st=0
Для усилителя ошибки используйте параметр GEA из даташита, для силовой части - GCS.

Пытаюсь рахобраться в этих моделях, не могу понять что такое GCS. И почему в файле TPS54332_Ro.asc этот параметр нигде не используется?
Пробую составить модель в ltspice для вот этой схемы
Нажмите для просмотра прикрепленного файла:
Составил следующую модель:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла.
После моделирования я получил следующие АФЧХ:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла.
1. Правильно ли я составил модель по имеющимся в даташите данным? В даташите не указан "Error amplifier DC gain", по которому рассчитывается Ro_EA. Взял таким же, как и для TPS54332. И в модели нигде не фигурирует GCS.
2. Нужно следить за фазой коэффициента передачи с выхода преобразователя на выход усилителя ошибки? В полосе частот от единиц Гц до частоты, на которой модуль этого коеф. передачи станет равным 1? И его фаза не делжна превышать 360 градусов (вернее быть как можно дальше от 36-и градусов)? Так? Т.е. в моем случае худший случай это -118° на частоте 2.1 кГц? Т.е со стабильностью всё должно быть нормально. Верно?

В малосигнальной модели преобразователя с управлением по току силовой ключ с компаратором, датчиком тока и дросселем можно представить источником тока.
GCS - малосигнальный параметр, показывающий как изменяется средний ток дросселя в зависимости от напряжения на выходе усилителя ошибки (COMP to Current Sense Transconductance).
В файле TPS54332_Ro.asc он называется "K".

Правильно.

Вероятно, производитель считает, что им можно пренебречь, т.е. взять какое-нибудь очень большое значение.

В данной моделе мы разрываем ОС между выходом усилителя ошибки VC и входом компаратора.

Лучше ориентироваться на диапазон 45 - 65 гр.

Главный критерий устойчивости - запас по фазе на частоте единичного усиления. Судя по графику, частота единичного усиления 40 кГц и запас по фазе 70 гр. Кроме того, необходимо смотреть за тем, чтобы запаздывание фазы не достигало 360 гр. нигде вплоть до частоты единичного усиления. Это чтобы не попасть на условно устойчивую систему.
Теоретически этот преобразователь будет устойчив. Но данная модель не учитывает пульсации тока дросселя и ещё некоторые эффекты, поэтому по мере приближения частоты единичного усиления к частоте коммутации она становится менее адекватной. По моим наблюдениям эта модель хорошо работает примерно до 1/20 частоты коммутации. Если не нужны супердинамические характеристики по выходу, лучше уменьшить частоту единичного усиления килогерц до десяти, уменьшив общее усиление в петле.

Покрутил модель, вот чего добился:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Это же лучше, да? Такую схему уже можно собирать не боясь (при этом правильно разведя плату)?

Что-то не так с моделью, фаза неправильно себя ведёт.
Посмотрите, на участке от 2 к до 20к наклон ачх 50 dB на декаду, а отставание фазы всего 30 градусов, да и в других местах тоже непонятно.

Вообще-то, усилитель ошибки должен инвертировать сигнал. В моём варианте это непринципиально, а в Вашем, поскольку используется местная обратная связь через C1, в G_EA входы нужно поменять местами.

Да, спасибо, поменял входы ОУ (так оно как раз и должно быть по даташиту на эту микруху). Теперь вышло такое:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
180 градусов на низких частотах как раз, наверное, из-за того что сигнал ОС теперь подается на инвертирующий вход. Такой сдвиг на низких частотах не страшен? Его же никак не уменьшить... А на частоте единичного усиления - около 20-и градусов. Вроде-бы нормально.

Маловато будет. Мой вариант:

А чем плох такой малый сдвиг фазы? близко к нулю а ноль - те же 360 градусов? Поэтому?

Да, слишком близко. С уменьшением запаса устойчивости по фазе увеличивается выброс выходного сигнала при переходном процессе. И сам переходный процесс становится более колебательным.
Кроме того, мы здесь используем линейную модель импульсного источника питания в режима малого сигнала. Но на самом деле это нелинейная система, особенно при переходных процессах. 45 - 65 гр. - это, можно сказать, эмпирическое правило разработчиков импульсных источников питания, взятое из семинаров Юнитрод и других источников.

Получается, если я поставлю на выход керамику на 10 мкФ 25В X7R (приму её ESR равным 2 мОм), то такая схема тоже будет стабильной:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Или снова в чём-то ошибаюсь?
Из неприятностей наблюдаю спад АЧХ в диапазоне 3кГц - 30 кГц 28 дБ/дек, это скорее всего приведёт к генерации? Или это ещё нормально?
З.Ы. Огромное спасибо за обучение !

Да не должно. Поелику 20 дБ/дек могут наблюдаться только если соседние полюсы и нули разнесены далеко по частоте. А в реальной жизни такое наблюдается редко. ФЧХ это подтверждает - она практически плоская в этом диапазоне.