В общем тема такая, есть усилитель на базе LDMOS транзистора BLF6G10-200RN, работает усилитель на несогласованную нагрузку с постоянно изменяющимся импедансом, работает на разных частотах в диапазоне от 470МГц до 440МГц (проходит по частоте от 470 до 440 за 5 секунд, потом увеличивается выходная мощность и процесс повторяется), амплитуда входного напряжения не превышает 1В, работает в линейном режиме (напряжение смещения 2.8В, ток покоя порядка 500мА). Схема с общим истоком. Проблема : выходит из строя по входу при перепрыгивании по частоте(предположительно), при чем выходит из строя как захочет, может месяц поработать потом сгореть, может при первом же включении. Не совсем понятен процесс выхода из строя, т.к. выходит по входу то маловероятно что проблема в несогласованности нагрузки, самовозбуждения по приборам не наблюдается, да и нет цепи положительной обратной связи по которой оно могло бы происходить, входные параметры не превышены ни по амплитуде напряжения ни по амплитуде тока, в чем может быть причина?

имхо при перепрыгивании по частоте на стоке получается большой выброс напряжения, который через емкость сток-затвор передается на затвор и получаете пробой сток-затвор.
или, что менее вероятно, при перестройке по частоте попадаете на какой-то локальный резонанс, напряжение на стоке становится больше и далее как в первом варианте.

В каких пределах колеблется КБВ? 0,3 или ниже, вплоть до ХХ и КЗ?


При этом скоко на выходе снимаете?


От чего, собственно, подаете возбуждение - возможны кратковременные всплески уровня, выбивают транзистор.
Также интересно, как организована цепь смещения - наводка может детектироваться и далее "эффект паровоза".


По входу это как? Затвор на сток коротит?

Затвор на исток пробивает, цепь смещения управляется пик контроллером через ЦАП, маловероятно что там наводки т.к. они ограждены от входного каскада перегородкой и наклеен поглатитель на крышку корпуса, по поводу КБВ не знаю, на выходе амплитуда порядка 20В.

1. А как Вы цепи согласования сделали? Сами повторили на текстолите из файла описания или отдавали кому то на расчёт?
2. Чем измеряли выходную амплитуду на 400Мц? И как это вообще делается. Я не в курсе. Научите

Напряжение на выходе это на какой импеданс? На не известно какой КСВН еще работаете..
На согласованную нагрузку транзисторы нормально работают?
Солидарен с serega_sh____, мощностью оперировать проще.
Цепь смещения пробовали без ЦАПа - многооборотный потенциометр и зафильтровать как следует? Может у PIC`а мозги от СВЧ съезжают.

Такие механизмы выхода из строя LDMOST невозможны. Особенно версия про проходную ёмкость ("ёмкость сток-затвор"). Не будет там никакого большого выброса напряжения на стоке, так как у LDMOS очень низкие пробивные напряжения сток-исток. Представьте себе какой должен быть выброс напряжения, чтобы зарядить входную ёмкость в несколько сотен пикофарад через проходную ёмкость величиной 3 пФ (которая кстати уменьшается с ростом напряжения сток-исток)?
Большинство, кто использует LDMOST в запредельных режимах по напряжению сток-исток почти 100% наблюдают КЗ затвор-исток. И ошибочно начинают строить гипотезы про то, что мол защитный диод пробился от большого сигнала или просто большим входным сигналом пробило подзатворный диэлектрик. Вероятно, то что описывает автор темы, не что иное как превышение V(BR)DSS (drain-source breakdown voltage) (или Uси max русс.) с превышением энергии лавинного пробоя. Из-за этого часть LDMOST структуры с наиболее низким пробивным напряжением сгорает. При этом её стоковая металлизация отгорает от общей стоковой шины ввиду больших токов источника питания стока. Поэтому по выходу на первый взгляд кажется, что транзистор рабочий. Однако если замерить RDS(on) или крутизну, то можно заметить, что эти параметры ухудшились. Но поскольку токи входного смещения малы да и сопротивление затворных полосков достаточно велико, то отгорание "по входу" дефективной ячейки не происходит. Поэтому в этом случае наблюдается КЗ по входу.


Отсутствие явной "положительной обратной связи" (ПОС) - не означает отсутствие паразитной ПОС. Другими словами есть предположение, что рассматриваемый усилитель имеет ошибки с точки зрения обеспечения устойчивости работы столь быстродействующего транзистора. Это одна причина. Проверять устойчивость данного усилителя желательно при токах стока порядка 1 - 1,5 А при напряжении питания от 0 до 20 В при работе с различным импедансом источника и нагрузки усилителя.

Другая причина - элементарные выбросы напряжения сток-исток из-за большой индуктивности в цепи смещения стока или недостаточной величины шунтирующей ёмкости в цепи питания. Слишком большая скорость нарастания при подачи напряжения питания. Звон напряжения на проводах, соединяющих источник питания с УМ и т.д. Слишком большая скорость нарастания напряжения входного смещения. Затяжные переходные процессы, повышенная чувствительность к "неоднородностям" входного импеданса на НЧ - слишком велики разделительные конденсаторы.

Согласен. Интересно увидеть дизайн sch & pcb.

Схемы контроля КСВ выхода и стабилизации мощности есть? Обычно гибель транзистора при скачке частоты связана с тем, что эти схемы не успевают отработать. Поэтому перед перестройкой гетеродина дерните аттенюатор перед предусилителем (исполнительный аттенюатор АРА) коротким импульсом, так чтобы мощность на выходе упала дб на 10, потом перестройте гетеродин, и схема защиты от КСВ как раз успеет устаканить новый режим после перестройки гетеродина. Проверьте сигнала АРА и защиты от КСВ в переходных режимах осциллографом- не должно быть выбросов перерегулирования, иначе надо усложнять схемы НЧ, вплоть до введения аналоговых ПИД регуляторов.
Если АРА полностью цифровая- то прикройте ее перед перестройкой частоты.

Поясните пожалуйста.
1. В каких случаях целесообразно использовать транзисторы в запредельных режимах? Кто это делает?
Или это просто констатация факта возникающая например при плохом КСВ выхода (Vcc+Vp-p_rf+Vксв vs Zout)
2. У меня на фабрике, мне можно проверять на входном контроле Uси max ? (с ограничением тока СИ на 10мкА. Например прибором KEITHLEY 2400) Это будет приводить к порче транзистора?


Помоему ошибка с первым входом.
Я так и не понял почему происходит КЗ по входу?
Когда я рассматривал транзисторы которые я сжигал в изделии они имели локальные микро "взрывы". Вы про это говорили? Что такое "отгорание"?

Если копать глубоко, с паталогоанатомическими исследованиями трупов, то микрофотографии в студию. Отгорают обычно бонды по перегрузке по току. Микровзрывы надо исследовать- был ли локальный пробой диэлектрика из за перекачки по напряжению или там что то еще. Также очень интересно глянуть частично подпаленные транзисторы- там причина отказа будет более очевидной.

Странный вопрос и непонятно, как он относится к обсуждаемой теме. Запредельные режимы разные бывают. Важно понимать насколько они превышают установленный производителем предел.

Так могут «делать» недобросовестные разработчики УМ, пытаясь получить от транзистора, например, больше выходной мощности. Причин вообще много.

Да. В частности плохой КСВ выхода в рабочем диапазоне частот. Но это не единственная причина превышения Uси max. «КСВ выхода», как правило, всегда плохой далеко за пределами рабочего диапазона частот. И если транзистор возбуждается (сам или внешне) за пределами этого диапазона, то превышение Uси max вполне обычно дело. Кроме того, как я уже писал в предыдущем посте, выбросы напряжения питания (звоны) и любые переходные процессы, связанные с модуляцией смещения и радиочастотного сигнала в неоптимальной схеме могут так же приводить к превышению Uси max.

Во-первых, не бывает тока СИ (по-видимому, сказывается неудачный пример буквенных обозначений из ГОСТ 20003-74 для биполярных транзисторов ). У трёхвыводного прибора есть три тока: тока стока, истока и затвора.
Во-вторых, Uси max напрямую померить у Вас так не получится, поскольку этот параметр вычисляется косвенно (по правилу трёх сигм) по результатам измерения пробивного напряжения сток-исток «drain-source breakdown voltage» (русского обозначения этого параметра, как ни странно, нет. В некоторых ОСТах на полевые транзисторы из-за этого вынуждены были писать Uси со штрихами).
Другими словами своим прибором Вы можете измерить пробивное напряжение сток-исток V(BR)DSS при Uзи=0 и заданном токе стока. Для рассматриваемого транзистора BLF6G10(LS)-200RN ток стока равен 0,9 мА.

В предыдущем посте я писал, что для порчи транзистора одного лишь превышения Uси max недостаточно. Всё зависит от того, какой ток (импульс тока) стока будет при этом. Для ключевых транзисторов принято за дополнительный справочный параметр записывать максимально допустимую энергию лавинного пробоя Eлав max для заданной индуктивности дросселя и температуры корпуса. Для RF транзисторов обычно записывается максимально допустимое значение КСВ нагрузки для всех фаз при заданном напряжении питания, выходной мощности и частоте (в дополнение приводят температуру корпуса, ток покоя, параметры модуляции RF сигнала и т.п.).
Из всего выше написанного можно сделать примерный теоретический расчёт условий, при которых транзистор «выживет» при превышении Uси max. Но для этого надо знать в какой схеме и в каких режимах исходно работает транзистор.
Пока мне известно, что автор темы использует BLF6G10-200RN в диапазоне частот 440-470 МГц. Судя по даташиту BLF6G10-200RN имеет входную и выходную встроенную согласующую цепь и может использоваться на частотах 700 – 1000 МГц. Но обеспечивать заявленные параметры и характеристики обязан лишь в диапазоне частот 869 – 894 МГц.
Использование данного транзистора на частотах 440-470 МГц приведёт к существенным проблемам при согласовании по выходу. Кроме того, на этих частотах сильно возрастёт переменная составляющая тока по выводу стока из-за чрезвычайно низкого выходного импеданса. Вообще проблем намного больше. В частности и из-за наличия выходного МОП-конденсатора большой ёмкости. Так что ждать нормальной работы транзистора при эксплуатации его на недопустимых частотах считаю бессмысленно. Мне непонятно, почему нельзя было выбрать любой транзистор, хотя бы без внутренней выходной цепи согласования?
P.S. Возвращаясь к вопросу о порче транзистора током стока 10 мкА при превышении Uси. Если говорить о постоянном токе стока, то этот транзистор вполне может выдерживать десятые доли и единицы ампера. Только вот с динамическими свойствами LDMOST это слабо согласуется.

Ошибки в этом не нахожу. Везде писалось именно о входе и в первой и во второй части предложения.

Потому что к общей шине затвора подходит полоска от сгоревшей ячейки. Она замыкает на исток. Посмотрите топологию металлизации и структуру любого RF LDMOST в интернете.

Скорее всего именно про это. Полоска стоковой металлизации над сгоревшей ячейкой просто плавится и отсоединяется от общей шины стока (эффект плавкого предохранителя). Причём если сгорает небольшое количество ячеек, то по выходным характеристикам транзистора зачастую достаточно трудно увидеть проблемы. А вот утечка по затвору сразу всё проясняет (т.е. КЗ входа). Если подать 10 – 20 В на затвор-исток, то иногда удаётся «избавиться» от дефективной ячейки и по входу тем самым можно использовать транзистор дальше. Но, разумеется, что RF параметры ухудшаться.

Если не сильно вдаваться в тему, то это банальное самовозбуждение. Причем по приборам вы его не увидите - это дело 1 мс. Транзистор с такой мощностью выгорает моментально. засечь не реально. У меня такое было когда только начинал работать с усилителями. Правда усилитель был 4 Вт. Горел и всегда по разному. Тоже понимал, что может быть возбуд, но никак не мог его засечь. Потом просто взял S параметры транзистора ( благо они давались производителем) и посчитал коэффициент устойчивоости. И что же выяснилось, что мой транзистор потенциально неустойчив.
Что это значит. Это значит, что коэффиент устойчивости близок к 1. И что при определенных условиях усилитель возбуждается. Отсюда ваше сгорание по разному ( он просто находиться на гране возбуждения и от экземпляра к экземпляру из-за разброса может проработать неделю, а может сразу сгореть). Посчитайте коэффициент устойчивости транзистора без цепей согласования, а затем с вашими ЦС и что важно с цепями смещения!!! (хотя бы даже в генезисе). и станет все ясно. Тока напишите. что получилось!
И если я прав, то выход тока один либо вводить цепи повышения устойчивости, либо искать другой транзитстор.

И вообще транзистор этот рекомендуется применнять 0т 700 до 1000 МГц.

Полностью согласен, в случае самовозбуждения именно так и происходит. Но что именно эта причина отказа у автора темы, я полностью не уверен. Большой КСВ нагрузки тоже, как минимум, о многом говорит.

Если взять S-параметры транзистора, то по Вашей методике практически любой транзистор на определённых частотах будет иметь зоны неустойчивой работы. Хороший полосовой транзистор (рассматриваемого в данной теме класса) обязан быть устойчив только в разрешённом производителем рабочем диапазоне частот.
Если уж рассматривать транзистор как «черный ящик», без понимания того, что необходимо для обеспечения его устойчивой работы в конкретном усилителе. То хотя бы имеет смысл считать коэффициенты устойчивости для всего усилителя в целом, а не обвинять производителя в том, что он выпускает где-то там по частоте неустойчивый транзистор. Но в этом случае стоит задаться вопросом, а насколько верна будет модель Вашего усилителя?!
Но и это далеко не решает проблему. Предположим имеются S-параметры на транзистор, снятые в каком-то определённом режиме (обычно номинальное напряжение питания, ток стока). Но эти параметры, как правило, не отражают причины самовозбуждения усилителя при включении (выключении) питания. Дело в том, что часто транзистор выходит из строя, как раз при самовозбуждении на участке нарастания (спада) питающего напряжения при включении (выключении). Т.е. при тех условиях, когда ток стока и напряжение сток-исток далеки от тех режимов, при которых измерялись эти S-параметры.
Поэтому я считаю, что добросовестный разработчик УМ, должен уметь проверять устойчивость усилителя не только теоретически, но и практически, вооружившись анализатором спектра или СВЧ осциллографом, при разных дестабилизирующих факторах.

Я бы выбрал второе, потому как и Вы заметили (в предыдущее посте об этом было сказано)

Я бы сказал, что этот транзистор категорически запрещается применять за рамками указанных частот, потому как в нём есть выходная согласующая цепь.

Уважаемый, MePavel. Мне очень интересны Ваши ответы. И некоторые моменты в ваших ответах для меня неизвестны и интересны. Прошу прощения за вопросы немного не по теме топика, но около него.
Я задавал вопрос - В каких случаях целесообразно использовать транзисторы в запредельных режимах? Кто это делает?
Я задал, потому, что в современных описаниях на транзисторы уже четко приводятся рекомендуемые режимы работы транзистора и знания о недонапряженном и перенапряжённом режимах работы уже менее оперируются у разработчиков в их расчётах. Поэтому, мне было очень интересно услышать Ваш ответ.

Хочу ещё задать вопрос, который для меня неясен. Вы сказали:

Как это Вы делаете? Пусть усилитель работает на частоте 1ГГц. Что можно увидеть осциллографом и как сделать вывод об устойчивости? И тоже самое об анализаторе спектра? Что за операции необходимо сделать, чтоб увидеть неустойчивость усилительного каскада и при этом его не спалить... Какие есть опасности при этой проверке.


Я например в своей работе использую диаграмму Смитта, которая очень хорошо показывает слабые места. Если на какой то частоте, или при включении диаграмма S11 выходит за пределы единичной области (или приблежается к ней) то это и есть область неустойчивой работы. И второй признак "плавающие горбы" S21 в режимах включения.
Хотя в этой проверке на больших мощностях потребуется рабочее место с очень большим обвесом и линия с прямым доступом к приёмником линии.

Интересно узнать какие исходные данные из описания на транзистор Вы используете при разработке УМ?

«Операции, которые необходимо сделать» зависят от конкретного класса (типа) усилителя. И это сильно облегчает поиск наиболее уязвимых мест.
В общих чертах проверку можно подразделить на два типа:
1-тип. Анализ устойчивости при разных режимах по постоянному току.
Смысл в том, что транзистор – это нелинейный прибор. И поэтому в одних режимах по постоянному току усилитель может быть устойчив, а в других нет.
2-тип. Анализ устойчивости при различных КСВН нагрузки и источника при всех фазовых углах в широком диапазоне частот.

Второй тип проверки целесообразно проводить при наиболее критичных режимах по постоянному току.
При всех видах проверки с помощью анализатора спектра или СВЧ осциллографа проверяется наличие паразитных осцилляций. Эффективность и скорость такой проверки будет тем лучше, чем лучше знания критических режимов конкретного УМ и транзистора. Тоже касается вопроса о том, как не «сжечь» прибор. Например, можно начинать проверку с малых напряжений питания и потом его плавно наращивать. Паразитная осцилляция, регистрируемая на таких «начальных» стадиях, как правило, безвредна для транзистора.
Исследовать устойчивость с помощью анализатора спектра можно и при наличии входного сигнала, с плавным увеличением уровня последнего.

На мой взгляд, такой признак как «S11 выходит за пределы единичной области» да ещё и за пределами рабочего диапазона частот ещё не говорит о чём-то. И не понятно, как Вы можете это заметить при включении? Кроме того, измерения S-параметров на малом сигнале в одном режиме по постоянному току малоинформативны, да ещё и с такими критериями устойчивости.

Такое рабочее местно, конечно, можно и даже нужно использовать для анализа устойчивости. Но это не очень экономически оправдано. И опять же все эти S-параметры надо снимать в разных режимах по постоянному току или хотя бы при разных уровнях входной мощности. Преимущество такого метода в том, что второй тип, мною предлагаемой, проверки можно сделать в симуляторе.

В соответствии с рекомендуемым режимом работы по описанию. Этот режим оптимальный и производитель вряд ли будет приводить в своём описании не оптимальный режим (т.е. рекомендуемое напряжение питания (Vds) В и начальный ток стока (Idq)). Так же, часто производитель ни даёт никаких других данных кроме Z-параметров на СЦ и тут уж ни куда не прыгнуть. А уж если смотреть на мощные отечественные транзисторы (например 2п998), то там S-параметры или неправильно измерены и при моделировании не получить положительного усиления или у меня кривые руки.
Часто напряжение питания всего блока определяется напряжением питания выходного транзистора.


Спасибо. Понятна Ваша методика. Но позволю заметить, что потенциальная неустойчивость и наличие генерации это несколько разные вещи. Часто транзисторы возбуждаются в самых неудобных проверках, часто на климатах и тут уж мало вероятно, что Ваш регулировщик будет проверять/регулировать на малых напряжениях питания в климатах. Если в НУ его можно заставить "плавно" включать транзистор (например повышать напряжение питания в пять шагов и при этом открывать его пятью шагами тока). А если ещё и климат при этом делать.... Нереально.


Мы проверяем S-параметры как при малом сигнале, так и при "большом" (номинальном). И проверяем на разных режимах работы по постоянному току. Главное тестировать с головой: большую мощность включать только в рабочем диапазоне.,А устойчивость проверять на малом в широкой полосе частот.
И по S-параметрам всё очень хорошо видно. Например мы своих регулировщиков натаскиваем на то, чтоб в любых режимах КСВ входа не улетало за половину круга. А если КСВ вышло, за единичный радиус, то значит создались такие условия, что сигнал с выхода транзистора попадает на вход, и тем самым получается отрицательное сопротивление каскада.

Сегодня измерительная схема для измерения S-параметров на большом сигнале не такая уж затратная. Направленники minicircuits линейны от 300МГЦ до 3ГГц. Раскачивающие усилители, то же широкополосны. Измерительные линии - сверх широкополосны. В принципе всё решаемо и универсально, под разные частотные диапазоны. Мы закупили рабочее место за несколько лет, с разных заказов.
А симулятор, часто не получается использовать в связи с отсутствием моделей. Или модели неадекватны, т.к. измерены с большими погрешностями и ошибками.

Потенциальная неустойчивость – понятие растяжимое. С этой точки зрения и любой транзистор может быть потенциально неустойчив. Разумеется, что оценивать устойчивость, запас устойчивости лучше по S-параметрам (или другим параметрам). Можно, например, измерить двухпортовые S-параметры входной и выходной согласующей цепи реального усилителя. Затем замерить S-параметры транзистора в различных режимах по постоянному току.
Если усилитель не имеет ООС по напряжению, то интересны S-параметры транзистора при номинальном напряжении питания и напряжении 5-10 В при таких токах стока, на которых коэффициент передачи S21 будет максимален (главное за ОБР не выйти). Далее всё это загоняется в симулятор и считаются коэффициенты устойчивости как обычно. С помощью такого метода можно достаточно достоверно оценить устойчивость (запас устойчивости), не прибегая к измерениям на большом сигнале вообще.

Ну это Вы преувеличиваете. Регулировщик не должен вообще этим заниматься. Оценка устойчивости – это задача разработчика УМ. По напряжению и току 2-3 шага более чем достаточно. Причём если делать по тем методам, которые описаны в предыдущем посте, то отсутствие самовозбуждения в самых неприятных режимах уже будет свидетельствовать о том, что запас по устойчивости есть, поскольку в реальных условиях усилитель до этих критических режимов несколько не доходит. Что касается климата. То известно, что при низких температурах крутизна (следовательно и усиление) у полевых транзисторов немного выше (весьма немного, чтобы говорит о реальных опасностях).

Что касается проверки на малом сигнале и разных режимах работы по постоянному току, то есть сомнения, что режимы по постоянному току настолько уж и «разные». Скорее всего это допустимые диапазоны напряжения питания и смещения УМ, которые прописаны ТЗ (ТУ).

Главное на малом сигнале «с головой» выбирать режим по постоянному току. А то смысла нет вообще этим заниматься. И оценивать устойчивость, как мне думается, лучше не по выходу S11 за единичный круг (|S11|>1), а с использованием хотя бы коэффициентов устойчивости. Потому как предположим имеется входной аттенюатор или потери во входной СЦ. Усилитель может самовозбуждаться, а |S11| будет меньше 1. Кроме того, не стоит забывать про уход (погрешнось) калибровки векторного анализатора (VNA). Да и вообще условие |S11|>1 не есть необходимое и достаточное условие самовозбуждения. Если Вы построите модель типичного СВЧ транзистора с внутренними цепями согласования или возьмете у производителя (сами измерите) его S-параметры, то может оказаться на частотах, к примеру, 10-200 МГц что |S11|>1. Однако реально измеряемый транзистор не возбуждается.

По ним всё хорошо видно, но главное измерить S-параметры именно в «нужных» режимах.

Насколько я понял имелось ввиду не КСВ, а коэффициент отражения входа S11. Тогда насчет половины круга не совсем понял. Что касается |S11|>1, то это действительно означает отрицательную активную составляющую входного импеданса. Но тут возникает вопрос, а что если далеко за рабочим диапазоном частот коэффициент отражения от входа и должен быть близок к единице, а тут небольшой уход калибровки VNA (или износ калибровочного набора, разъёмов) и получаем, что |S11|>1. Поэтому мне не очень понятен механизм оценки запаса устойчивости.

Полезное оборудование, но специализированное. Не у каждого имеется такое под рукой.

Так у вас же есть такое оборудование. В чём проблема самим создать модели (хотя бы линейные в режиме большого сигнала)?

Офф. топик.-------------------------
2 MePavel спасибо. Ваши ответы дают очень много информации для размышления. Будем стараться и улучшать.

Оборудование есть, но вот мы не всё умеем. Например даже если измерим полную матрицу S-параметров усилительного каскада. Мы пока не сможем вычесть СЦ, т.к. измерять СЦ с очень низкими сопротивлениями при помощи векторного анализатора цепей неумеем. Ну или умеем, но пока погрешность таких измерений у нас очень большая.
А ещё, если делать самим S-параметры, то для каждой частоты необходима оснастка (вплоть до нескольких мегагерц, где наиболее вероятно возбуждение). На что мы пока не готовы. Например видно что S-параметры новых транзисторов от triquint (если мне память не изменяет) "склеины" из нескольких кусочков. Там видны провалы и разрывы на границах. И в принципе понятно, что использовалось несколько макетов на нескольких частотах.
------------------------конец.

Если включение усилителя сделано правильно (сначала подается напряжение затвора, а затем напряжение питание), то усилок в принципе не должен возбуждаться при включении, если он возбуждается то опять же это говорит о его неустойчивости.



По моей методике еще на этапе проектирования можно откинуть потенциально неустойчивые транзисторы и не мучиться с ними. А взять транзистор, который при любом входном и выходном сопротивлении будет устойчив. Далее моя методика позволит разработчику понимать, что у транзистора есть точки потенциальной неустойчивости, за которыми надо следить и подбирать так цепь согласования, чтобы он не возбудился.
Понятие потенциальной неустойчивость совершенно четкое - это когда сам транзистор имеет коэффициент устойчивости меньше 1, но при определенном диапазоне нагрузок становится устойчивым.
И. кстати, самый хороший транзистор - это транзистор абсолютно устойчивый во всем диапазоне частот при любых нагрузках ( ну конечно цепи смещения при этом сделаны правильно). Поверте, таких много.

Цитата(serega_sh____ @ Jan 13 2014, 09:04)

Оборудование есть, но вот мы не всё умеем. Например даже если измерим полную матрицу S-параметров усилительного каскада. Мы пока не сможем вычесть СЦ, т.к. измерять СЦ с очень низкими сопротивлениями при помощи векторного анализатора цепей неумеем.

Тогда самое время познать, что такое de-embedding и т.д..

Цитата(serega_sh____ @ Jan 13 2014, 09:04)

Ну или умеем, но пока погрешность таких измерений у нас очень большая.

Необходим калибровочный набор и высокостабильные измерительные коаксиальные кабели. Измерять с погрешностью всего лишь несколько десятком мОм в принципе реально.

Цитата(serega_sh____ @ Jan 13 2014, 09:04)

А ещё, если делать самим S-параметры, то для каждой частоты необходима оснастка (вплоть до нескольких мегагерц, где наиболее вероятно возбуждение).

Если оснастка 50-омная до её нижний предел по частоте ограничивается только разделительными (проходными) конденсаторами и дросселями смещения. Если правильно выбрать цепи смещения, то самовозбуждение на частотах в несколько мегагерц в принципе быть не должно. Наиболее опасны возбуждения «внутри» транзистора (обычно это частоты сотни и единицы гигагерц). Но это уже проблемы производителя данного транзистора. Такой транзистор лучше сразу выкинуть. Если транзисторы мощные, то лучше использовать оснастку с широкодиапазонной понижающей трансформацией импеданса.

Цитата(serega_sh____ @ Jan 13 2014, 09:04)

На что мы пока не готовы. Например видно что S-параметры новых транзисторов от triquint (если мне память не изменяет) "склеины" из нескольких кусочков. Там видны провалы и разрывы на границах. И в принципе понятно, что использовалось несколько макетов на нескольких частотах.

Измерял S-параметры GaN транзисторов triquint в своей оснастке без каких-либо проблем в диапазоне 50 – 8000 МГц (можно и ниже по частоте, но смысла не было). С измерениями производителя всё сходится без проблем.


Насчёт порядка подачи входного и выходного смещения я с Вами согласен. Это зачастую спасает транзистору жизнь на этапе разработки с включенным ограничением по току источника питания, но это уже другая история. Но как раз при таком порядке включения гарантировано проявление неустойчивой работы усилителя при пониженных напряжениях питания (когда выходная ёмкость транзистора достаточно велика). А всё очень просто. Подав напряжение на затвор, вы заблаговременно открываете транзистор и он остаётся открыт всегда, пока нарастает напряжение сток-исток. Таким образом, усилительный каскад попадает в зону неустойчивой работы, будучи в открытом состоянии… А потом разработчик гадает, почему у него выбило очередной LDMOST при включении. Аналогично с выключением.
Рекомендую ознакомиться с временной диаграммой подачи входного и выходного смещения в руководстве на модуль смещения GaN транзистора от NXP AN11130 (там же говорится о самовозбуждении при малых напряжениях сток-исток).

Но, как показывает практика, большинство современных LDMOST (да и GaN HEMT) именитых производителей не возбуждается ни при каких режимах по постоянному току (следовательно не влияет и порядок подачи смещения), если усилитель грамотно спроектирован.

Во-первых, любой транзистор, обладающий усилением, в конкретной схеме может быть не то что потенциально неустойчив, но и вообще легко самовозбуждаться. Проще говоря, если усиление по мощности больше единицы то создать автогенератор не проблема. Поэтому как Вы пишите, что существуют абсолютно устойчивые транзисторы, т.е. не самовозбуждающиеся ни при каких условиях – конкретно при любых импедансах источника и нагрузки (разумеется с неотрицательной активной частью) на любой частоте…

то таких транзисторов в принципе не может существовать. Это будет просто четырёхполюсник не обладающий усилением (причём не важно пассивный или активный).
Если Вы имели ввиду, что хороший транзистор – это такой транзистор который абсолютно устойчивый в РАБОЧЕМ диапазоне частот с некоторым запасом по частоте при любых значениях импеданса источника и нагрузки без наличия ООС и конструктивно низкой индуктивности истока, то я соглашусь. У солидных производителей полосовые транзисторы с внутренними цепями согласования именно такие. Сверхширокодипазонные транзисторы вряд ли, но их часто используют с внешними цепями ООС. А там уже Ваша методика вообще не работает.
Во-вторых, Вы предлагаете оценивать S-параметры транзистора, те которые предлагает производитель (как правило только в одном самом благоприятном номинальном режиме по постоянному току и на малом сигнале). Тогда как Вы себе представляете анализ устойчивости при других режимах по постоянному току (а они неизбежно возникают, как минимум, при включении/выключения питания и различных уровнях выходной мощности). Кроме того, тот же triquint часто приводит бессмысленные S-параметры снятые на малом сигнале при номинальных напряжении питания и токе стока смещения? В таком режиме крутизна транзистора относительно мала и усиление тоже. Коэффициент устойчивости будет большим, но это не будет соответствовать действительности. Конечно, знающий специалист может по этим S-параметрам восстановить компактную модель транзистора, а потом уже в ней «играться» со значением крутизны.
В-третьих, Ваша методика вообще никак не учитывает устойчивость реального усилителя. Если я правильно понял, Вы просто полагаетесь, что транзистор якобы абсолютно устойчивый по S-параметрам производителя (в одном режиме по DC) и ни при каком конструктивном исполнении УМ не возникнет самовозбуждения. В таком случае сильно заблуждаетесь. S-параметры транзистора измеряются в идеальных условиях, когда индуктивность истока достаточно мала (это обеспечивается хорошей конструкцией тестовой оснастки). И именно индуктивность истока (последовательное сопротивление истока) сильно влияют на устойчивость транзистора.
При удачном исполнении СЦ индуктивность истока можно воспроизвести. Однако видел я усилители, в которых в целях экономии на фрезеровки основания ВЧ-плата висела практически в воздухе, чтобы можно было разместить на плате выводные элементы, устанавливающихся в проходные отверстия. В этом случае плакали «заводские» S-параметры.

По теории всё так. Вопрос только в каком диапазоне частот рассматривать это понятие «потенциальной неустойчивости» для реального УМ? Какой запас устойчивости можно считать удовлетворительным, при наличии только «заводских» S-параметров?
P.S. Вообще я с Вами согласен, что анализировать/сравнивать S-параметры транзистора очень полезно. Но это надо делать грамотно, с пониманием тех режимов, при которых измерялись эти параметры. Построив математическую модель можно правильнее «экстраполировать» S-параметры и т.д. Но это лишь начальные шаги к оценке устойчивости всего УМ в целом.

Я, наверное, не очень подробно написал и не совсем точно оперировал с понятиями... Попробую еще раз. Специально для этого залез в книгу, чтобы не путать ся в понятиях.
Я предлагаю брать S-параметры голого транзистора ( без цепей согласования и без цепей смещени, по моему представлению производитель именно эти S - параметры и выдает, цепи смещения при этом, по видимому, убираются на этапе калибровки) и посчитать его безусловный коэффициент устойчивости через S-параметры (раньше я его называл абсолютный коэффициент устойчивости, что неверно).
2*S12*S21 <1+det^2 - S11^2 - S22^2
S12*S21<1 - S11^2
S12*S21<1-S22^2.
Если выполняются все эти три неравенства, тог это говорит о том, что транзистор безусловно устойчив ( я говорил абсолютно, что не совсем верно). Под безусловной устойчивостью понимается устойчивость четырехполюсника при произвольных пассивных нагрузках ( то есть по входу и выходу). То есть нагрузки могут быть любыми и транзистор не возбудится.

Конечно, при этом подразумевается, что исток полевика сидит четко на земле, также как и у производителя при измерениях, то есть паразитная индуктивность истока добавленная конструктивом минимальная и намного менньше паразитной самого истока. И конечно, схема включения полевика стандартная исток - на земле сток - выход, затвор - вход. Далее это все тонкости, которые зависят от опыта разработчика. Это уже отдельная статья и следующий этап. Понятно, что если вы делаете усилок с ООС или еще хуже с ПОС, то здесь уже надо поступать по другому. Я охватываю только классические усилители. Да и при этом я не зря указал цепи смещения. Они должны быть сделаны правильно, в противном случае они могут привести к возбуждению на низких частотах рабочего диапазона транзистора.

Так вот, про рабочий диапазон частот. Под рабочим диапазоном я понимаю тот диапазон на который приведены S- параметры. То есть если полевик работает в диапазоне от 100 - 3000 МГц, то для хорошего транзистора неравенства должны выполняться во всем этом диапазоне. Независимо от того если у меня, например. стоит задача сделать усилок на 1 ГГц с полосой 10 МГц.

А насчет того, что S- параметры транзистора малосигнальные, то конечно вы правы. Но есть один момент, если на S-параметрах выполняется условие безусловной устойчивости, то на большом сигнале транзистор с большой вероятностью останется устойчивым. По крайней мере в моей практике так было всегда ( не то чтобы много. но с 10 усилителей 2-10 Вт).

И еще раз отмечу, что, конечно, если условия безусловной устойчивости невыполняются - транзистор плохой. Нет!! Но просто с таким транзистором надо работать аккуратно и обладать большим опытом, чтобы сделать хорошый усилок.

Обратная связь есть в любом усилительном каскаде на транзисторе например из-за паразитной ёмкости сток-затвор.

Эта емкость уже включена в S-параметрах транзистора.... или вы думаете, что производитель измеряет парметры транзистора без внутрених паразитов.
Нормальный производитель измеряет параметры транзистора уже в корпусе с емкостями не только кристала, но и паразитными емкостями и индуктивностями корпуса.

Нет. Нет. Вы совершенно правы. Просто по Вашему посту может показаться, что ОС отсутствует и кажется, что расчет делается без учета обратной связи.

Я Вас с самого первого сообщения прекрасно понял, но Вы мои сообщения, по-видимому, читаете между строк.

Из справки AWR DE 2010:

Т.е. для безусловной устойчивости (unconditional stability) необходимо и достаточно, чтобы выполнялись всего лишь два неравенства:

K>1 and B1>0

где K = (1+|det|^2 - |S11|^2 - |S22|^2)/(2*|S12*S21|) – это K-фактор устойчивости (K-Factor). Похоже на Вашу первую формулу, только Вы, по-видимому, упустили модули формулах;

B1 = 1+|S11|^2 - |S22|^2 - |det|^2.
Но суть от этого не меняется. Чтобы оперировать этими выражениями и утверждать, что существуют какие-то безусловно устойчивые транзисторы, которые никогда не будут возбуждаться в усилителе, нужно иметь следующее:
1) S-параметры транзистора для диапазона частот от 0 до Ft (Ft – частота единичного усиления) и при всевозможных комбинациях режимов измерений хотя бы по постоянному току (а это уже не один массив S-параметров).
2) Полное отсутствие внешних обратных связей, включая паразитные – индуктивность истока и т.д.
3) Уверенность в том, что Вы используете оригинальный транзистор (ни для кого не секрет, что сейчас очень много подделок)
4) Уверенность в том, что Все оригинальные транзисторы идентичны между собой и точно соответствовуют заявленным S-параметрам.
Вот если всё выше перечисленное есть, тогда можно использовать Вашу методику. Стоит оговориться, что сейчас стало модно изготавливать нелинейные модели мощных радиочастотных транзисторов, поэтому это может как-то решить проблему с первым пунктом.
И вообще интересно, встречали ли Вы мощные радиочастотные транзисторы, у которых от 0 до Ft коэффициент K больше единицы? Тут в рабочем диапазоне частот у транзистора далеко не всегда K > 1. О чём я пишу. Отказываться от мощного транзистора, рассчитанного, например, на диапазон частот 2,7-3,1 ГГц, у которого K > 1 от 2 до 4 ГГц, я считаю очень неразумно. И никто из других производителей Вам не сделает транзистор с аналогичными характеристиками, но с K > 1 от 0 до Ft.


Во-первых, внешние цепи смещения измерительной оснастки никакого отношения к S-параметрам транзистора не должны иметь в идеале. Перед измерением S-параметров делается полное математическое исключение оснастки – de-embedding (цепи смещения находятся либо в оснастке, либо вынесены за её пределы в случае использования тройников смещения).
Во-вторых, а самовозбуждение на низких частотах из-за цепей смещения – это не означает ли автоматически, что коэффициент устойчивости на низах просто меньше единицы? Вот Вам и идеальный «хороший» транзистор, который

а ниже 100 МГц возбуждается при некотором входном/выходном импедансе (это может быть длинный кабель с неоднородностью на одном конце в виде вентиля и т.д., цепи смещения, антенна и т.д.). Вот и зачем мне такие малосигнальные S-параметры для анализа устойчивости, если мало того, что они измерены в самом благоприятном режиме по DC (часто не соответствующем вообще режиму на большом сигнале), так ещё и урезанны по частоте?

Всё так и есть, если источник и нагрузка идеально развязаны, т.е. нет никаких ни внешних, ни паразитных цепей ОС. Но поскольку все эти формулы для идеальных цепей, коих не бывает. То пользоваться формулами, по моему мнению, надо не столь буквально. Т.е. не стоит думать, что если к примеру K=1,001, B1=0,001 – то реальный усилитель всегда устойчив. Поэтому я предлагаю говорить о запасе устойчивости. Например определиться, что если K > 2, то УМ обладает требуемым запасом устойчивости и т.д.

А вот бывают усилители, у которых нижняя рабочая частота доли и единицы мегагерц, так что там придётся в любом случае применять такие цепи смещения, которые «могут». Так что приходится уже корректировать не цепи смещения, которые, вообще говоря, относительно просто рассчитываются, а сами согласующие цепи, которые сужают область возможных импедансов источника и нагрузки транзистора с целью обеспечения устойчивости при любых внешних импедансах всего УМ.

Очень интересно. Рабочий диапазон частот – это вполне устоявшийся термин. Он показывает на каких частотах можно использовать транзистор.
Диапазон частот S-параметров должен включать рабочий, а дальше всё зависит от желания и возможностей производителя. И потому увидев, что для транзистора приведены S-параметры в диапазоне от 100 - 3000 МГц, не стоит думать, что его можно использовать на этих частотах вообще. Потому этот диапазон рабочим уж никак назвать нельзя. Скорее диапазон, в котором производитель может обеспечить удовлетворительную точность измерения S-параметров и не более того.

Так будет, только если усилитель работает в классе А и S-параметры сняты в таком же режиме. В усилителях со значительной отсечкой тока стока/коллектора (а это большая часть мощных УМ) на практике часто приходится наблюдать срыв в самовозбуждение при превышении либо некоторого уровня сигнала, либо некоторого тока смещения.

О чём собственно говоря и речь. Но вообще чем Выше рабочие частоты, тем больше проблемы устойчивости ложатся на плечи производителя транзистора. Часто большой опыт разработчика УМ бессилен, если транзистор спроектирован безграмотно.

Согласен по всем пунктам. Можно конечно еще подискутировать в некоторых ньюансах. Но для человека, который создал тему, по видимому, уже это не нужно...
А вы и так круче меня подкованы в проектировании УМ на полевиках.
Честно говоря коэффициент устойчивости я считал очень давно, когда только начинал работать, и уж конечно не проверял я все транзисторы на безусловную устойчивость.
Усилители получаются практически с листа уже рабочими. С опытом уже лень просчитывать устойчивость, оптимизировать ЦС. Разработка проходит так - получилась ЦС подходящая, получился коэффициент усиления, собрал макет все заработало - ну и хорошо. Начинаешь возиться с этим только когда что-то не работает. А не работало хоть что-то уже давно....
Спасибо за беседу.

P.S. Единственное, что по этим пунктам


отсутствие паразитов обусловнено вашим конструктивом и зависит только от вас и вашего опыта, а транезисторы нужно покупать у официальных дистрибьюторов.

Согласен. Но кроме того, весьма непросто сделать усилитель обладающий безусловной устойчивостью на всех частотах во всех режимах, чтобы при этом не ухудшить его полезные свойства. Поэтому многие разработчики зачастую и не стремятся делать безусловно устойчивый усилитель. Максимум проверят устойчивость только на 50 Ом при разных режимах по DC и на этом успокаиваются.

Согласен, но если бы все у них покупали, то не было бы такого количества подделок.

Спасибо, взаимно.