Проектирую передатчик в полосе 136-174 МГц. В качестве генератора - ADF4360-8, схема из даташита, а управляет всем STM32F103C8.
Только смотрю, выходной пик выше -49 дБм не поднимается, а у чужого передатчика (реверс которого я и делаю фактически, только с обновлением элементной базы) - стоит пллка MB1501, и ее уровень сигнала гораздо выше, где-то -33дБм. Я задаю такие множители: делитель опорника=960, множитель pll=6000, чтобы имея опорные 24МГц (функция одного из выводов STM32), получить центральные 150МГц и сетку с интервалом 25кГц. Модулировать собираюсь подключением фильтрованного фнч 5порядка ШИМа к внутреннему VCO.
В качестве усилителя у меня BFR93A + NE5550234 + MRF1511NT1, чтобы получить до 6 Вт выходной мощности.

Я делаю пплку в первый раз. Сильно ли влияют характеристики RF-пригодности компонентов для таких частот?
Правильная ли разводка?
Почему выходной сигнал с плл на 1 МГц ниже рассчетного? (149 МГц, а надо 150) и очень низкого уровня, недостаточного для усиления.
Сильно ли влияет 20% отклонение номиналов компонентов в петле ФАПЧ?



Пока пришли не все детали, поэтому PLL тактируется от проводка от вывода генерации частоты стм32 (MCO)

В этой консервативной области TX-ов, трудно представить себе - зачем делать реверс с обновлением элементой базы?
Дешевле не будет точно. Тогда какой смысл? Иссякли запасы чипов? Думаю это врядли, просто плохо искали.

Интересно взглянуть на тот чужой, которого хотите копировать. Может есть смысл повторить? По причине большого числа подводных непреодолимых "камней" для начинающих и особенно с PLL. 113 стандарт придется реализовывать.

Для усилителя это сумма дороговата BFR93A + NE5550234 + MRF1511NT1, против BFR93A + 2хBFR93A или BFR591 + RD06.
И фнч 5порядка ШИМа будет недостаточно, для чистого сигнала.

Переделал схему выходов PLL на ту, что здесь: http://www.cqham.ru/ds2502.htm сигнал усилился до -42дБм, уменьшил интервал спектроанализатора, стали видны спуры. Можно ли как-то еще больше увеличить, или пора уже биполярник подключать? Есть подозрение, что щуп ослабляет на добрых 20дБ, хотя его аттенюатор не включен.
RD06HVF не поставил по 2 причинам:
1) нужно потом собрать точно такой же передатчик на 403-490МГц, а в даташите на этот полевик такого диапазона нет. Зато у MRF1511 есть родственник (MRF1517) как раз на такой диапазон в таком же корпусе, что облегчает дизайн.
2) ТО-220 больше (или выше, если стоймя) и не столь эффективен по теплоотдаче, как широкая SMD коробочка. Я под ней еще понатыкал переходных отверстий.

Возможно в исправленной версии платы надо будет воткнуть еще один BFR93 перед имеющимся, если не смогу еще больше усилить сигнал. Пока думаю, что проблема может быть либо в разводке, либо в паразитных характеристиках компонентов. Просто я в начале решил уложиться в 3 каскада с ожидаемыми потерями согласования -3дБ/каскад.

Обязательно ли при отладке наличие экрана, под который я вскрыл маску по периметру участка со схемой PLL? Через несколько дней приедет НОРМАЛЬНЫЙ TCXO и более точная пассивка, вот тогда поиграемся..

Создаётся такое впечатление, что по выходу КЗ, перегруз или несогласован. Для начала надо отпаять нагрузку и подцепить выход PLL через аттенюатор.

Это врядли на такой низкой частоте, хотя правда не видно, как подключается щуп и что за щуп. Исключить можно, померив имеющийся TCXO.

Синтезаторы серии ADF4360 дают выходной уровень порядка 0 dBm при максимальной установленной мощности, вне зависимости от того, есть модуляция или нет. Можно также уменьшать мощность на 3 ступени по 3 dBm каждая. Так что ваши измеренные уровни - либо брак измерений, либо неправильное включение ИС.
Не применяйте радиолюбительских схем, фирменный софт Аналога ADSimPLL нарисует вам правильную схему.
Плюс контролируйте захват синтезатора (подключите светодиод для контроля LOCK), при отсутствии захвата ИС может сама убирать выходной сигнал.

Совет правильный дали - не пользовать любительские конструкции, поскольку это потеряное время для профи решения. Подключив биполярник, ухудшите только из-за добавления его нелинейности. RD06 понятно как ставить, там все однозначно. В причинах думаю вы ошиблись, если без опыта. 1) Передатчик на 403-490МГц построить вам так просто не удастся с таким перекрытием. 2) Для этого диапазона разводка цепей на плате, элементы согласования сильно отличаются. Не удастся вам сделать Copy-Paste и вдруг все заботает само. По новой все считать и учитывать кучку новых ньансов. (... тут просто поверьте опытному в этом деле челу) 3) MRF15хх не так хороши, не пройдут заменой, и потом хуже держат перегрузку по ксв. 4) Корпус RD06 эффективен по теплоотдаче против SMDшных MRF15xx. И переходных отверстий под фланцем RD06 побольше можно натыкать. Разводка оч критична во многих местах, особенно земли. Без расчетов, опыта, знаний темы, можно много ревизий плат сделать. Видел опытных разработчиков с 10 летним стажем в теме этих TX-ов, делающих по 5...7 ревизий одной платы, а вы только начинающий ...

Виновником низких показаний оказался щуп. Я взял другой - он после подстройки мне выдал -18дБм главного пика, что уже пригодно для усиления. Сигнал LOCK DETECT выставляется, ессно, если частоту задрать за пределы vco, то lockdetect не выставляется, пробовал. На большой развертке видны гармоники задающего сигнала (24МГц). Предполагалось, что это будет делать TCXO, но он еще в пути, и пока я перекинул проводок от микроконтроллера на контактную площадку для TCXO, выведя таким образом на плл частоту с внутреннего PLL микроконтроллера. Линия получилась длинноватая, поэтому форма сигнала - пилообразная скорее, а не меандр, в общем не очень. Жду TCXO.

Про ADsimPLL я давно знаю, в ней все и расчитывал, очень полезная программа. Для связывания каскадов руководствовался тем, что в даташитах на транзисторы указаны схемы для 50Ом, сл-но их можно просто соединить. Это пока тестовая версия платы, на ней выведены 3 подстроечных резистора для задания напряжения баз и затворов всех транзисторов. Транзисторы еще не впаивал, потому что самый первый еще не пришел.

Как раз таки диод я и подключил, но не к лок-пину ADF, а к стм32, которая смотрит состояние пина LD ADF, и в соотв. с ним зажигает или если там пусто - гасит светодиод.
В принципе -18дБм это ведь неплохо? нго думаю можно и больше. Просто нормального щупа нет, а на самом хорошем написано "60МГц", с ним то я и получил самый высоки

Кстати, частота перестала ехать, теперь стабильно стоит там, где нужно, 155МГц при RefCounter=960, N=6200, timebase=24MHz.

Заметил, что если на определенном расстоянии от индуктивностей vco сверху разместить металлическую пластину, то спектр становится чище. Думаю, это изза повышения связи между этими двумя L. Примечательно, и при увеличении и при уменьшении высоты железки становится хуже. Но и совсем без нее не ужасно (на скринах ниже). Думаю установить экран определенной высоты с точностью до мм.

UPD: Заменил выходной резистор к питанию индуктивностью 160нГн, сигнал стал -3дБ, что, думаю, очень неплохо, однако появились спуры на +-2МГц от центральной, и спады центрального пика стали менее крутыми. Снимал с щупом с аттенюатором 1/10, если я правильно понимаю, надо прибавить к -13дБм десять и получим -3дБм:

Что за такие измерения (как понимаю картинки с анализатора) ... с щупом с аттенюатором 1/10, а где приведенное к 50 омам?

1. Про индуктивности: частотозадающие катушки производитель рекомендует размещать перпендикулярно друг другу для минимизации взаимовлияния.
2. Про спуры: желательно все 3 питания (AVDD,DVDD,VVCO) разделять дросселями (типа BLM21), делать раздельные блокировки максимально близко к выводам. ВЧ блокировки - лучше в верхнем слое.

Одни и те же частоты выходного сигнала можно получить разной комбинацией параметров. Причем при одной комбинации могут быть спуры, а при другой их не будет. На этапе отладки для быстрого изменения параметров можно использовать софт от AD, который по параметрам "считает" содержимое регистра.

Спасибо, на приведенных скриншотах видно что индуктивности перпендикулярны, а бусины (дроссели) - BLM41PF800SN1L, правда хочу узнать, не слишком ли сильные взял (80R на 100МГц). Сейчас они есть только у выходного каскада сзади и спереди, значит поставлю и на AVDD, DVDD и Vvco цепи. Для монтажа используем исключительно верхний слой, дешевле ведь при производстве получается.


Я написал себе библиотеку для удобного управления и настройки ADF4360 по SPI, с помощью нее тоже можно быстро задавать и смотреть, выводить в дебаг и т.д. значения "регистров" ADF4360, множители, переключатели и т.д. Могу выложить, если нужно.


r1ban.ru/likbez/dB-calc.htm, translatorscafe.com/cafe/units-converter/dbm/c/ - получается 103.8 дБмкВ, но в анализаторе такая опция тоже есть.

Странно что не поняли моего вопроса. Не про пересчёты меж единицами измерений. Просто есть существенная разница между щупами для осциллогафа и его входом и входом анализатора спектра. Отсюда вопрос к щупу с аттенюатором 1/10; и корректность ваших измерений. А бусины считаются, посчитайте ... может вам и 1000 Ом мало будет.

Мм. В анализаторе есть такой параметр как Input att. выставил его соотв. на 10dB, потому что щуп 10dB. Думаю, как раз должен скорректировать. Пришли остальные детали, спаял, отстраиваю.

В анализаторе, скорее всего, это внутренний аттенюатор, который учитывается автоматом при выводе спектра. Если у вас дополнительно щуп 10 дБ, то его учитывайте в уме.
Проверить легко, подключившись к промышленному (поверенному) ВЧ генератору.

Вооот. собсно я так и делаю. Теперь начался этап биасинга и согласования, и я почувствовал что не все знаю. все смещения транзисторов у меня задаются тремя потенциометрами 1K. На затворах и базах дополнительно есть резисторы соотв. по увеличению мощности - 10К, 4,7К и 2K.

Если не трудно, может покажете какую-нибудь проверенную схему усилителя на 6 Вт? пока VCO модулирую подтяжкой к земле через полевик и резистор, думаю, надо добавить второй полевик чтобы и вверх тянуть. Тогда будет полноценный FSK-2, что мне только и нужно.

Ну и убогие же эти ADF с внешними частотозадающими индуктивностями. Для себя давно решил, если речь не идёт о частотах выше 400-500МГц, легче, быстрее и качественнее свой ГУН сделать.

Если и правда внешний ГУН качественней, то как-нибудь порпобую с внешним. У внешнего с диапазоном перестройки дело лучше обстоит чем у внутреннего? а с наводками?

У самодельного ГУНа диапазон перестройки такой как надо, а не как у производителя. Не больше и не меньше необходимого. Тут тоже, конечно, существуют ограничения. Например ГУН с октавной перестройкой и с хорошим качеством сделать непросто. Но в большинстве случаев это и не требуется. На счёт наводок, ну конечно это зависит от реализации и требует некоторого опыта. Кстати если нет опыта и неохота связываться с самодеятельным конструированием таких вещей, есть и другой путь. Взять более высокочастотный синтезатор со встроенным ГУНом и потом поделить его выходной сигнал быстродействующим прескалером. Это не только позволит получить низкую частоту на выходе, но и получить мельче шаг перестройки при фиксированной частоте сравнения или повысить частоту сравнения при фиксированном шаге. Недостаток такого решения в более высоком энергопотреблении.

Работал с этой микросхемой, как малошумящим источником частоты для АЦП. Странные результаты. Я с этой микросхемы запитывал АЦП напрямую. Почти польвольта по амплитуде на 100 Омном терминаторе. Без вашей схемы, понять где косяк проблематично.

Фигасе малошумящий - этот синтезатор самый шумный у ADI.
АЦП обычно синхронизируют от OCXO, TCXO или VCXO c ФАПЧ.

Это было довольно давно. Этот синтезатор был малошумящим один из покупабельных. А кварцы на 250 МГц это редкость даже сейчас.
К тому же, если убрать амплитудоограничивающие резисторы и поставить ограничитель на диодах, подобрать параметры петли и вместо чип индуктивностей поставить высокодобротный контур с малой полосой расстройки, уровень шума падает.

Продолжаю делать передатчик. Посоветовали модулировать VCO путем суммирования напряжения CP и напряжения с делителей модулирующих пинов с помощью схемы сложения на ОУ. Как и в случае с простыми делителями (схема без ОУ), центральная частота уехала с 150 до 154.1 МГц, как же ее обратно вернуть? Поставил 2 ОУ последовательно, 1 отнимает другой прибавляет, включаются попеременно. К ним сигнал подходит от буферов тоже на ОУ, к которым сигнал идет уже от МК.

Я подаю модулирующее напряжение между землей и конденсатором пропорционально-интегрирующей цепочки петлевого фильтра CPP_2C (в терминологии ADSimPLL). В стандартном петлевом фильтре конденсатор заземлен, я разрываю эту цепь. Фильтр в цепи делителя модулирующего напряжения компенсирует искажения ЧХ, вносимые при прохождении через элементы петлевого фильтра.
Никаких ОУ, никаких смещений частоты нет, т.к. модулирующий сигнал проходит через конденсатор.

Ах, вот я как раз думал про кап, спасибо. То есть вы отсоединяете последний конденсатор (самый правый) фильтра от земли и на полученный свободный конец подаете напряжение? Какая амплитуда этого напряжения и емкость конденсатора у вас? Очень интересно, тоже думаю, что можно обойтись без нагромождений ОУ. Одно отличие - у меня фильтр CPP_3C.

Модулирующее напряжение берется с проца (5 В двойной размах) и подается на резисторный делитель 510к - 100 Ом. Нижний резистор включен реостатом для подстройки девиации. Параллельно верхнему - корректирующий конденсатор 3300 пФ (у меня Манчестер 1200 бод). Правый конденсатор фильтра - 4,7 мкФ.
CPP_3C дает большие шумы по расчету.

Спасибо, сделал так через 1мкф и делитель 330К-670R[подстроечник] (у меня 3.3В логика), получил девиацию +-12.5Кгц от центральной 150МГц, красота, только спектр не очень, хочу как то выразительнее его сделать. Модулирую пока меандром 2кГц ножкой в режиме пушпулл, которая и подключается к тому делителю.

Мне вот интересно, как ФАПЧ синтезатора реагирует на то, что частота ГУНа меняется не по его воле. Сдается мне, появляется процесс поиска начальной фазы, ибо модулятор ни разу не когерентный.

От меандра и не очень. Пропустите его через RC-фильтр второго порядка.


ADSimPll строит график FM Response. Увеличивайте постоянную времени петлевого фильтра, пока весь спектр модулирующих частот не попадет в горизонтальную часть графика. Цена такого подбора - повышенные шумы. Ну так вся радиотехника (да и вообще все новые разработки) являются объектом подобных торгов.
Это стандартный подход при аналоговой модуляции. Хотите современней и круче - формируйте весь спектр на НЧ и используйте DUC.

Думаю, при модуляции частотой выше частоты среза фильта фазовый детектор хоть и меняет напряжение противоположно напряжению модуляции, а значит, с такой же высокой частотой, которая так же не проходит через фильтр фапч, поэтому система не расстраивается. Фильтр просто отфильтровывает обратную связь на тех частотах на которых она не нужна, вот vco и не замечает эти корректировки, но замечает модуляцию.

Ээм, в общем с FSK разобрался, теперь начал возиться с усилительными каскадами. Вместо одного BFR93A в первом каскаде поставил 2 каскада из таких же, чтоб компенсировать снижение мощности изза модуляции. Каждый каскад BFR93 делает гармоники на 0.5f, 1.5f, 2f и т.д. с уменьшением. Но плохо то, что усиление затрагивает только гармонику 0.5f, остальные в т.ч. и сама центральная частота не только не усилены но даже немного ослаблены. Как усиливать саму несущую а не ее половинную гармонику?

2 и 3 транзисторы (NE5550234 и MRF1511) усиливают нормально, с ними вроде бы проблем существенных нет.

В сл. версии решил заменить BFR93A на современный BFU550W ибо он не сильно дороже, и имеет потенциальные 18дб против 13дб у текущего; на моей низкой частоте там должно еще больше усиления получиться.

У меня стоит CST, вот бы там научиться моделировать согласование транзисторов...

Параметр S11 у BFR93A на 150 МГц находится около 30-j22. Подойдет ли такая цепочка согласования к 50 Ом в полосе 136-174?

С какого перепуга из-за узкополосной модуляции будет снижаться мощность? Если вы на спектроанализаторе видите уменьшение амплитуды палок при включении модуляции, это не значит, что мощность снижается. Просто при наблюдении спектра с усреднением общая мощность размазывается по полосе частот. Мгновенная мощность при ЧМ не меняется с включением модуляции.
Так что вы увеличивать число каскадов подождите.

Ок, понятно. Но я уже воткнул еще один BFR93.