Требуется оптимально демодулировать 4-FSK с непрерывной фазой, h = 0.27. Данные передаются периодическими пакетами, тренинговая последовательность присутствует только в некоторых пакетах, фаза несущей между пакетами крутится сильно. На выходе должны быть мягкие решения. Межсимвольная интерференция небольшая.
Для оптимальной демодуляции FSK есть алгоритм Витерби, еще может называться MLSE демодулятор, Витерби эквалайзер и т.д. Но для него нужно знать начальную фазу. Если бы тренинг был в каждом пакете, начальную фазу можно было бы определить по нему, но его нет.
Напрашивается двухпроходный вариант: вначале грубо определяем фазу, начинаем по ней демодулировать данные и переоценивать фазу. Полученные решения считаем недостоверными и выкидываем сохраняя только фазу. Потом получив фазу идем в обратном направлении и получаем уже достоверные мягкие решения.

Но наверно существуют более правильные алгоритмы, подскажите пожалуйста как они могут называться
Или может быть есть квази оптимальные алгоритмы с близкими к оптимальным параметрами

http://ieeexplore.ieee.org/xpl/login.jsp?t...number%3D412675

Также посмотрите библиографию в приложенной статье
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Ну и конечно вопрос: зачем демодулировать когерентно сигнал с таким странным видом модуляции? у вас разве LOS AWGN канал? Или жесткие сдаточные нормы?

Не такой уж и странный. Это dmr.

А раз DMR, значит наверняка многолучевость и не белые помехи будет преобладать над шумом. Да и демодулятор для таких систем - не самая критичная часть при испытаниях.

Положим, gsm, nxdn-ul прекрасно демодулируются оптимально и с многолучевостью. Другое дело, что там в сигнале заложена такая возможность. С дмр увы, только атан2.

Спасибо за статью.

Когерентный демодулятор выигрывает не только на белом шуме но и на кривых каналах и при наличии узкополосной помехи. Тесты для него перечислены в ETSI EN 300 113, среди них и узкополосные помехи на несущей.
Кстати, в них ничего не сказано про модель многолучевого канала и BER от SNR для него, странно.


Ну атан2 это как-то "грубо и не по европейски".
DMR использует вполне приличный блочный турбо код, по сравнению со сверточным кодом GSM, все таки между стандартами прошло больше 10 лет, так что странно если демодулятор сходу проигрывает демодулятору GSM.

Ну уж если вы догадались что это DMR, то тогда более сложный вопрос
Вместо отсутствующей преамбулы передается embedded signalling, в частности EMB field длиной 16 бит, из которых
4 бита Colour Code - он фиксированный и будем считать что он известен заранее,
1 бит Privacy Indicator - всегда 0
2 бита LC Start/Stop - не известны
остальные 11 бит - контрольная сумма
Получается что у нас есть всего 4 варианта значений этих 16 бит (правда там есть еще одна трудность)
Мы можем выбирать из этих 4 вариантов самый близкий к тому который приняли из канала и потом по известным 16 битам оценивать фазу. Таким образом мы получаем достаточно незашумленную и надежную оценку фазы. Может быть создатели DMR имели в виду использовать такой трюк для когерентной демодуляции?

Раз вы делаете общесистемные тесты, так и начните с определения того, в какой момент у вас начинают сказываться эффекты, описанные в разделах
- Adjacent channel selectivity
- Spurious response rejection
- Intermodulation response rejection
- Blocking or desensitization

Характер у этих эффектов обычно пороговый. И, скорее всего, до областей, где виден выигрыш от применения когерентного демодулятора, вы не доберетесь.

BER oт SNR неявно описан в разделах, посвященных чувствительности.

Ах, да..
ETSI TS 102 361-1
10.2.2.3 4FSK Modulator
The peak positive and peak negative deviation specification limits are 2 749 Hz ±10 %, or 2 474 Hz to 3 024 Hz.

Так что помимо фазы нужно оценивать еще и девиацию/индекс.

А что турбокод? Турбо-супер и прочие мегакоды позволяют передавать в той же полосе
больше информации. Т е более эффективно использовать частотный ресурс.

1. Стандарты сочиняют умные люди.

2. Как следствие, формируемый сигнал должен относительно несложно демодулироваться.
Ведь батарейка у сабскрайбера не резиновая.

3. Стандартом обычно предусмотрены тестовые последовательности, позволяющие оценить как сдвиг несущей с фазовой ошибкой, так и канал. Таким образом, тдма-системы, рассчитанные на такие манипуляции содержат мидамбулы на каждый бурст, периодические гармоники для коррекции несущей.

4. дмр в случае голоса генерит 1 последовательность на 6 бурстов. Это позволяет сабскрайберу оценить ошибку по несущей и канал 1 раз на 6 бурстов. Все остальные оценки стандартом не предусмотрены.

5. Индекс чм 0.27 предполагает 200 фазовых состояний. млсе детектор для такого индекса будет довольно ресурсоемким. И это без учета памяти фильтра. Кроме того, выигрыш по помехоустойчивости такого демодулятора будет весьма сомнительным.

6. если посмотреть на схему формирования дмр-сигнала, то можно увидеть, что фаза формируется посредством rrc-фильтра, что намекает на наличие такого же фильтра в приемнике после чм-демодулятора, что и здесь сводит к 0 целесообразность млсе-детектора.


Собственно, это все соображения в пользу атан2. В пользу млсе и когерентного приема лично я ни одного аргумента не придумал. На единственно правильное мнение не претендую. Может я чего и не заметил...

А мне показалось, что C4FM без проблем демодулируется когерентно как pi/4 QPSK, простейшая NDA ^4 feedforward синхронизация.

Там модуляция с частичным откликом. Т.е. возможно будет когерентно, но не оптимально

Дело даже не в парциальном отклике, а в индексе модуляции. 0.25 против 0.27. Даже о когерентном приеме речь вести сложно. Про оптимальный уж и не говорю.

Интересно чего они этим усложнением выиграли? Ведь C4FM имеет идеальное созвездие QPSK без всякой межсимвольной интерференции.

Выиграли они возможность подключения в НЧ тракт радиостанции с ЧМ.



Что касается индекса для когерентной обработки, то можно, наверное, что-то выдумать в пределах, заявленных стандартом, если решить вопрос о совместимости со сторонними производителями в административном порядке.

Так и C4FM это позволяет.

Модулятор тоже подключается по НЧ. Модулирующий сигнал управляет ГУНом. О каких-то точных фазовых зависимостях говорить трудно.

Также обратимся к нормативной базе. en 300113

Есть норма на ACLR 7.4.3
For a channel separation of 12,5 kHz, the adjacent channel power shall not exceed a value of 60,0 dB below the transmitter carrier power[...]

Потом есть такие нормы
7.9 Transient behaviour of the transmitter
Там довольно долго все устаканивается.

Ясно, нет практического смысла про когерентную демодуляцию говорить.

Я правильно понял, что атан2 вы имеет ввиду обычный ЧМ демодулятор с последующей демодуляцией получившейся PAM?

Да.

Коллеги, в продолжение темы, подскажите, что из себя должен представлять непосредственно сам коррелятор при обработке GMSK сигнала и ему подобным в пакетном режиме? Пока необходимо только обнаружить пакет по известной синхрометке без оценки канала и эквалайзера. Для линейных методов модуляции проблем нет, в этом же случае необходимо как-то учитывать влияние собственной МСИ, потому как если использовать линейный коррелятор, то нормированный коэффициент корреляции не "дотягивает" до необходимого единичного значения даже для сигналов с высоким SNR.

Конкретно для GMSK при демодуляции можно не учитывать собственную МСИ, потери небольшие.

с демодуляцией все более-менее понятно, проблема в обнаружении пакетов. получаемый при свертке нормированный к-нт корреляции не превышает значения 0.8, хотя при высоком SNR должен быть в районе 1.0, в результате - пропуски пакетов. для линейных модуляций (BPSK/QPSK) все в норме, для GMSK так не получается, видимо, надо как-то учитывать МСИ.

Трудно понять в чём проблема, даже при низком отношении сигнал/шум и обнаружении известной последовательности после feedforward NDA синхронизаций не видно проблемы.

Насколько понимаю, проблема в пороге. Сделайте его адаптивным. измеряете уровень шума, на выходе коррелятора и по правилу трех сигм ставите порог.

Рассмотрим ситуацию при использовании BPSK в хорошем канале, AWGN, SNR=15 дБ. Сигнал после комплексного перемножителя и интерполятора подается на согласованный фильтр, на выходе которого по известной синхрометке производится расчет нормированного коэффициента R и сравнивается с порогом. Понятно, что на данный момент в сигнале присутствуют все допустимые частотные и фазовые отстройки, сам канал тоже не оценивается, т.е. никаких синхронизаций не производится. Задача на данный момент - с максимальной вероятностью обнаружить и выделить нужный барст, все остальные процедуры оставляем на потом. Для данного примера проблем не возникает, значение к-та корреляции будет находится в пределах 1.0 и, задавшись, порогом 0.7 все пакеты с большой долей вероятности будут обнаружены. Если же пытаюсь обработать подобным образом сигнал с GMSK при тех же самых условиях, то расчетный к-нт корреляции не дотягивает даже до уровня 0.8, т.е. уже возрастает вероятность пропуска, котрая будет только увеличиваться по мере добавления шума. Поэтому и возник вопрос: как строятся корреляторы для подобных систем, к примеру как это реализовано в том же самом GSM?

Про GSM не скажу, но в рабочем канале (с искажениями, межсимволкой, при нерабочих петлях) я делаю адаптивный порог. А именно, измеряю дисперсию шума на выходе коррелятора (то что на него попадет преамбула не страшно, т.к. ее доля мала) и рассчитываю порог относительного него. А именно, беру порог 3 сигма. Это позволяет увеличить вероятность определения сигнала, даже в плохом канале. Поверх этого добавляю еще интегрирование по времени, между несколькими фреймами.

Мне почему-то кажется, что дело не в шуме, при 15 дБ его вклад незначителен, я грешу на присущую GMSK МСИ, как учесть ее влияние при расчете к-та корреляции, если оценка канала происходит только после обнаружения и выделения пакета?

Не учтете вы его никак. Канал априори не известен, вариантов искажений масса (многолучевка, ошибки синхронизации, интермодуляция, палки в спектре, поджатие приемника). шум на выходе коррелятора, это не тепловой шум. Это, своего рода все искажения которые есть в канале после прохождения согласованного фильтра. Схема синхронизации должна быть самой железобетонной. Затачиваться под фиксированный порог - терять в вероятности вхождения в синхронизацию.

С другой стороны 0.8 не так уж и плохо, ну в 1.25 раза более длинное синхрослово потребуется по сравнению с линейной модуляцией. Как ваш обнаружитель устроен?

0.8 - это при хорошей энергетике в линии, при ухудшении С/Ш этот к-нт становится еще меньше и пропуски возрастают, и , кроме того, от длины синхрометки при одинаковом С/Ш к-нт практически никак не зависит. Пробовал обрабатывать normal и dummy пакеты с GSM, разницы в к-те нет, а длины мидамбул у них отличаются в несколько раз - 26 против 142 символов. Обнаружитель представляет собой обычную комплексную свертку, на выходе вычисляю модуль и сравниваю с порогом, для линейных модуляций все прокатывает на УРА.

Тут ИМХО какое-то блуждание в 3-x соснах, безотносительно оптимальности обнаружителя, т. е. в 1.25 более длинное синхрослово должно работать точно так же как и для линейной модуляции, вопрос в нормировках, порогах и т. п.



Сомнительно, что 26 символьные рассчитаны на обнаружение, ИМХО только на оценку канала.



Ну вот допустим искомый сигнал(не важно какой) передискретизированный полностью вдвигается в согласованный фильтр, собственно коэффициенты фильтра являются комплексно-сопряжённым искомым сигналом, каким макаром нормированная сумма на выходе не является 1?

Да все нормально прокатывает. Просто к-ты согласованного фильтра нужно генерить на основе правила модуляции.
Применительно к gsm gmsk например, для sch это будет выглядеть так:


1-е 3 к-та выкинуть из-за зависимости от информационных символов.

Ну и для snr=10дБ например
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Да. Для обнаружения там комплексный тон длиною в слот.

thermit если не затруднит, проясните пару моментов по скрипту:
1. [0.17 0.83] - отсчеты ИХ, характерные для GSM при BT=0.3?
2. Что формируется в векторе t2?
3. диф.кодирование необходимо делать в случае приема на частотный детектор? спасибо.

1. Аппроксимация, но не их а пх для gsm bt=0.3.
2...
Тут целую лекцию читать надо...
Завтра попробую сформулировать основные тезисы.

GSM когерентно демодулируется, никаких частотных детекторов, но модуляция MSK по своей природе содержит встроенный дифференциальный кодер, чтобы его исключить, данные перед модуляцией подаются на дифференциальный декодер.

thermit

Спасибо, буду признателен

petrov

Тогда получается, что если демодулировать такой сигнал, скажем, через схему pi/2BPSK, то никаких дополнительных разностных манипуляций с демодулированным потоком производить не надо?

Serg76


Не надо, нет нужды в диф. кодере, наоборот например он бы испортил CAZAC свойства 26 символьных мидамбул, по которым канал оценивается, а значит и фазовой неопределённости нет.

.

Насчет тезисов не передумали? Можно в личку, спасибо.

Я помню. Пока времени нет.

Раз уж в этой теме обсуждали DMR и 4-FSK, задам вопрос здесь.

Сейчас читаю инструкцию на DMR тестер Aeroflex 3920b. Там среди прочих, понятных мне параметров измеряются Magnitude Error и Magnitude
Peak. Я не понимаю что это и зачем оно нужно?

Вот что написано про Symbol Magnitude Error:



Я что-то не совсем понимаю, зачем в этом виде модуляции измерять магнитуду символа?

В моем понимание, исчерповающую информацию о качестве модуляции несут следующие тесты:




Полный документ во вложении.

Вероятно, под этим параметром подразумевается паразитная амплитудная модуляция. В случае демодуляции чм аналоговыми способами она сильно мешает и нужно применять дополнительные действия, типа амплитудного ограничения. А это все лишнее потребление, что для мобильных устройств критично.

Да, так оно и есть. Уже были подсказки из зала с таким же мнением по поводу паразитной АМ. Вопрос, а есть ли какие-либо документы указывающие на порядок допустимой паразитной АМ для данного вида модуляции?

Обычное EVM это, универсальный показатель качества сигнала, как и для любой другой модуляции, насколько глазок раскрыт.

Только вот сходу не совсем ясно зачем оно тут и каково предельное значение этого параметра. Конкретные тесты нацелены на строго определенный радиоинтерфейс, в котором используется некогерентный вид модуляции (обычная 4FSK).

По поводу предельной величины этого параметра, я мыслю так - в самом стандарте задан Power Ramp, где уточнены требования к колебаниям мощности в слоте, там допускается от +1 dBp до -3 dBp, (соответственно от +25% до -50%).

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Может и не оно, в общем мутное описание, хз.

Предельные требования обычно в стандарте указаны, по крайней мере для 2G/3G/4G есть, т.к. DMR тоже ETSI, то в каких-нибудь "MS requirements" надо искать. Зачем оно понятно - это требования к настройке аналогового тракта, который, в отличие от цифры, от экземпляра к экземпляру отличается.

Я привел цитату, где на мой взгляд указаны допустимые значения данной величины. Прямого указания, что "Magnitude Error должна быть такой-то" я не нашел.



Причем здесь настройка аналогового тракта? Какого? Чего за настройка? В какую сторону её крутить? Вот я его не настроил, и чего будет? То что написали вы, делает очевидным, что ничего вам особо непонятно.

Для меня очевидно одно, если будут сильные флуктуации амплитуды, в процессе передачи, то у приемника АРУ может не успевать отрабатывать регулировку усиления. Соответственно, будут провалы приема внутри слотов, с потерей информации. Для этого и устанавливают требования по power ramp'у, которые в общем-то вполне гуманные.

Если вы что-то там не нашли означает что этого нет? Я не буду рыться в стандарте и искать, мне это не нужно, вы задали вопрос и я вам подсказал что в других стандартах этого же разработчика конкретные величины EVM указаны, из этого можно сделать предположение что они указаны и для DMR.


При том что без настроенного аналогового приемо-передающего тракта радиосвязи не будет совсем или будет на небольшой дальности.


Передающего.


В сторону уменьшения для достижения заданных требований.


Резко уменьшится дальность радиосвязи.


Когда сами разберетесь, тогда и будете делать выводы.

Перед тем как писать всякую чушь публично, я бы все-таки рекомендовал разобраться в предмете тем, кто путает "ошибку по магнитуде" с "магнитудой ошибки".  Это не EVM (уже выше написали об этом) и нечего его искать в документах.