Здрасьте. Собрал источник по прямоходовой топологии (двухтранзисторный) с управлением по напряжению с максимальной нагрузкой в 300 Вт. Нагрузил пока до 130 Вт - рассчитываю, что он уже в режиме неразрывных токов (дроссель на 60 мкГн при Dmax = 0.49, f = 50 кГц). Обратную связь считал, изначально на плате был ПИД-регулятор (регулятор третьего типа). Осциллограммы ниже - с П-регулятором, ведь эта топология устойчива и без коррекции, так?
Есть вопросы:
1) Источник шипит, это я так понимаю генерация в цепи ОС. Что считается генерацией?
Это? (CH1 - напряжение на транзисторе, CH3 - на ноге ОС (на транзисторе оптопары), CH4 - выходное)
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Или это?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
2) Выходное напряжение отличается от 27 В, как правильно его выставлять? Изменением коэффициента усиления TL431 или переменным резистором в нижнем плече делителя напряжения?
3) Пока не получилось добиться стабильной работы с регулятором третьего типа. Осциллограммы выше сняты
со следующими номиналами элементов (сейчас просто П-регулятор, увеличивающий частоту среза до 3 кГц):
R1 = 24,5 Ом, Rlower = 1,9 кОм (а рассчитывал на 2,5), Rled = 3,9 кОм, Rpullup = 4,7 кОм,
R2 = 51 кОм, C1 - выводы закорочены, R3, C3, C2 - отпаяны.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
4) Я правильно понимаю, что ноль с полюсом, дающие необходимый запас по фазе (регулятор второго типа, lead compensator) дают R3 и C3?
А С1 дает инвертированный ноль, обеспечивающий ослабление низкочастотных колебаний? Если так, то C1 пока не особенно и нужен.

1. на нижней картинке у Вас похоже субгармоническая генерация. Случается в current mode CCM конвертерах при D>0.5. Slope compensation есть? Скорее всего в ней дело (точнее в ее отсутствии).
2. резистором в нижнем плече. можно и в верхнем, тогда незначительно изменится настройка компенсации. Если у вас 24,5к и 2,5к - то должно быть 27В, если нет - значит 431 не в режиме. Rbias присутствует?
3.
вот причина несоответствия выходного напряжения. Вы задушили усиление 431 причем даже по постоянке. С1 должен быть конденсатором а не перемычкой...
4. Неправильно понимаете.

И еще немаловажный момент: у Вас верхний вывод RLED подключен к стабилизированному питанию (как на приведенной Вами схеме) или напрямую к Vout? Это важно - передаточные функции 431 кардинально отличаются в этих двух случаях.

Да! Но ведь это прямоходовик, и его раскрытие, как правило, ограничено D=0,5 (у ТС 0,49). Часто забывают ещё об одной причине возникновения субгармоник, это когда пульсации выходного напряжения на входе ШИМ-компаратора соизмеримы с амплитудой пилы на втором его входе. Причём соизмеримость может быть на уровне 0,1 и меньше. И здесь тоже поможет Slope compensation (в случае использования current mode) и , конечно увеличение выходного LC фильтра.

И C1 тоже в этом может помочь.
И ещё! Зачем такие низкоомные цепи по входу схемы сравнения? Они могут сильно нагружать TL431, даже "загонять" её в ограничение тока.
Пардон. Вопрос снимаю, не заметил R2=51к, но ведь его величина может потребоваться и меньше.

Спасибо за ответы, господа. Вопрос правда от 1 июля 2016. Повторю еще раз, преобразователь - с управлением по напряжению (дьюти-сайкл мод), компенсация наклона пилы здесь не при чем. В конце концов источник работает стабильно (после подбора элементов), на наброс нагрузки правда реагирует не очень. Покажу картинки (переходный процесс не заснят):
Это размах напряжения на нагрузке ватт в 250:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
А тут видно, что колебания сетевого напряжения неплохо пролезают на выход:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Вопросы: С1 дает наклон в -20 дБ/дек, начинающийся на частоте 1/2piRC, так? Усиление по постоянке определяется соотношением R2/R1, как у ОУ в инвертирующем включении, так?
Низкоомных цепей там нет, я опечатался, 24,5 кОм.

Плохой отклик у вас по всей видимости из-за малой частоты fc - Вы ее пробовали измерить?
Пульсации "пролезают" из-за малого усиления на низких частотах, по всей видимости, C1 Вы так и не поставили?
Если схема соответствует, наклон -20 дБ/дек в ней не начинается, а заканчивается на частоте 1/(2*pi*R1*C1), на более высоких частотах |G|=R2/R1. Усиление по постоянке большое (для AC анализа не очень важно сколько именно, главное - много) - можете считать 60дБ, 90дБ или стремящимся к бесконечности. Определяется параметрами TL431 и значением RLED.
ЕСли же у Вас по прежнему C1 = перемычка, то ОС частотнонезависимая и усиление во всем интересующем диапазоне (от DC до сотен килогерц) будет R2/R1. Отсюда и отсутствие стабилизации и высокие пульсации сетевой частоты на выходе.

Схема на 431 - это действительно инвертирующий усилитель на ОУ. Его передаточная функция в общем случае:
G = -Zfb/Z1,
где Zfb - импеданс цепи обратной связи - в приведенной Вам схеме Zfb = R2 + 1/(s*C1); Z1 - входной импеданс. Z1 = R1 (если R3, C3 не установлены). s = 2*pi*f *i
то есть для Вашей схемы без R3 и С3 будет:
G = -(R2/R1 + 1/(s*R1*C1))
Усиление считается как abs(G), фаза - как angle(G).
Возьмите какой-нибудь математический пакет (наверное и онлайн есть) и посчитайте. Если хорошо разбираетесь в комплексном счислении - можно и "врукопашную" в Excel.. Многие вопросы отпадут.

Вот вам бесплатный онлайн аналог матлаба: http://octave-online.net/
Набросал пример скрипта для Вашей схемы, при желании разберетесь что к чему. С1, для примера, 68 нФ...

И получится то же что и у ТС, т.к. частота цепочки R2 C1 46 Гц и опять на 100 Гц имеем малое усиление. Надо уменьшать R2*C1 но не делать эту частоту выше чем собственная частота LC фильтра, хотя... ведь есть ещё R3C3.

Естественно надо меньше. "для примера" - это я применительно к скрипту указал, а не к приложению автора. 68н - просто цифра с потолка, чтобы видно было графики. По одной из методик эту цепь настраивают примерно на 1/3 fc. Я делал даже меньше, - чтобы запас по фазе еще увеличить. Усиление по НЧ в другом месте поднимал - в усилителе ошибки контроллера. Вообще неизвестно какая fc получилась у ТС, но судя по осциллограммам - очень низкая. Схема тоже держится в секрете.

Эх, уже забывать начал. Но вспомнил, что С1 дает инвертированный ноль и приятную задержку по фазе на 90 градусов. Собственно я не спрашивал, но у меня был на эту тему вопрос. Резонансная частота LC фильтра получилась порядка 450 Гц, соответственно, чтобы получить приличный запас по фазе на частоте среза инвертированный ноль пришлось ставить в районе 100 Гц, оттуда и колебания на выходе. Как принято поступать в таких случаях? Схема из первого поста в конце концов была собрана, полосу пропускания считал на 2 кГц, но не мерял.

А я когда-то проводил снятие АЧХ живьем с блока питания. Выход через сильно-большой фильтр подавал на схему сравнения, так чтобы только застабилизировать источник по постоянке. А потом на вход схемы сравнения добавлял частоту от звукового генератора. Ну и смотрел, как эта частота проходит на выход блока

Вообще есть 3 "золотые" точки на АЧХ
1. Подавление частоты квантования силовым фильтром. Тут наклон соотв. фильтру, обычно -40 или -60 дб/дек
2. Усиление в статике. Тут наклон обычно -20 или -0 дб/дек, Но зато тут известна амплитуда, она вычисляется из условия подавления влияний...
3. Пересечение 0 дб. Тут наклон обычно -20 или -40 дб/дек, но при -40 может быть колебательность..

Как построите 3 точки и приложите к ним наклонные прямые, где под -20, а где и под -60 дб/дек то сразу увидите, сколько есть запаса по амплитуде и какое усиление будет на 100 Гц...