Столкнулся со странным. Давно применяем драйвер ШД A4989. C которым оказалось не всё так просто, например, не моё и моё. Проблему победил и все платы работают надежно и без нареканий при 46 В. Решил применить более новые NVMFS5C682NL и лучшие по характеристикам транзисторы (как мне казалось) взамен PSMN030_60YS.
Впаял NVMFS5C682NL. Судя по осциллографу стало только хуже - сквозные токи возросли, пики напряжений тоже возросли. Фронты напряжения на обмотке ШД уменьшились до порядка 7-8 нс. Да и сдохли транзисторе вскоре. Решил помоделировать в LTspice. К сожалению модель Pspice для A4989 не нашел, поэтому взял просто первый попавшийся драйвер LT1160 для полумоста. Если у кого есть для A4989, поделитесь, пожалуйста.

Самый большой всплеск тока и перенапряжений, опасных для A4989 происходит в момент включения верхнего транзистора (судя по осциллографу ). На схеме это Q1. Стал моделировать разные типы транзисторов и всё стало ещё хуже, т.е. не понятнее. Первоначально я считал, что чем меньше емкость затвор-сток и меньше время восстановления паразитного диода в полевом транзисторе тем лучше. Но похоже это совсем не так.

Цель - уменьшить всплеск тока и перенапряжений, опасных для A4989.
Надо увеличить фронты, чтобы не было большого сквозного тока в полумосте. Из-за обратного восстановления паразитного диода в полевом транзисторе.
Увеличиваю резистор в затворе, увеличивается выброс на затворе закрытого полевика из-за быстрого нарастания напряжения на стоке.
Цепляю ёмкость к затвору. Фронт слабо затягивается, но сильно увеличиваются времена до и после плато, возникающего из-за эффекта Миллера. Эти времени сильно затягивать нельзя, похоже нарушается логика работы микросхемы.
Цеплять диод параллельно резистору в затворе, тоже нельзя, т.к. транзистор резко закрывается.

Взял транзисторы IRFR024NPBF из Demo Board для A4989. Так у этих древних транзисторов импульс тока намного меньше чем у современных, хотя время рассасывания раз в 10 больше! Почему???
Диоды Шоттки ставить параллельно MOSFET не предлагать, с ними работает как надо.

Неправильные модели транзисторов? Модели не учитывают время и ток рассасывания?
В итоге какие параметры транзисторов оптимизировать, чтобы уменьшить этот импульс тока и как затянуть фронт хотя бы до 20-30 нс? Почему такое расхождение между моделированием и реальностью я тоже не понял.
И ещё вопрос по LTspice - как померить время нарастания сигнала, ну типа как в осциллографе?

http://www.ee.bgu.ac.il/~pel/pdf-files/conf140.pdf

Написал в Infineon по поводу слишком малого заряда обратного восстановления у этого транзистора по результатам моделирования. Надежды мало, но вдруг ответят.
В общем неожиданный для себя сделал вывод. Для того чтобы затянуть фронт надо выбрать MOSFET с максимальным пороговым напряжением. Чем больше пороговое напряжение VGS(th), тем больше я смогу затянуть фронт играя соотношением емкостей затвор-сток/затвор-исток не увеличивая прочих времён. Либо придумать какую-нибудь хитрую схему для шунтирования выброса напряжения на затворе от быстрого нарастания напряжения на стоке.

В смысле "затянуть"? Как-то мне странно это читать. Вроде от сквозного тока принято избавляться как раз исключением перекрытия времён проводимости...

Тоже противоречие. Чем Вы это объясняете?

Я не вижу в необходимости иметь такие фронты переключения напряжения на обмотках ШД. Вот про эти фронты я и говорил затянуть. Но не превышая мёртвого времени. При простом увеличении резистора в затворе увеличиваются пропорционально все времена, а хочется именно фронт затянуть.

Сейчас у меня стоят на плате диоды Шоттки. Они позволяют снизить импульс тока из-за обратного времени восстановления. Так вот было желание так затянуть фронт, не влияя на другие времена, чтобы при соответствующем подборе MOSFET можно было отказаться от диода. Для меня было открытием, что я не смог выбрать критерии подбора оптимального транзистора.

А от диодов Шоттки хотите избавиться из экономии? Может, это не критичное удорожание, если позволяет применять различные МОСФЕТы, не особо усложняя жизнь подбором? Мне кажется, это было бы рационально.

Да дело даже не в экономии денег, а места на плате.

все верно. выше пороговое, выше и нелинейная емкость. больше длительность перезаряда.

У меня обратная задачка. Раскачать мост на MOSFET до возможного предела по частоте. Цель - 10-20МГц. Сейчас сижу, вторые сутки сравниваю даташиты на транзисторы.
Т.к. контроллера на такую частоту не нашел, сам сделать на сигнальнике не смогу, мертвого времени тоже не будет. Поэтому взял LTC4444-5, у нее dead-time компаратор между каналами есть.
Вот только в даташите отсутствуют как диоды, так и резисторы, вообще все. Причем в трех схемах подряд их нет. Выходы у LTC тоже совмещенные на вкл и на выкл. (у TI что-то вроде пушпула, что позволяет балансировать заряд-разряд резисторами раздельно).

Поэтому озадачился.
1)Наверное подразумевается что вместо резисторов надо ставить бусины типа Murata BLM на затвор?
2)Еще не ясно, надо ли их ставить на верхний исток и нижний сток.
3)Не ясно, как поведет себя резистор Rgs для стартового состояния как его рассчитывать.
4)Про упомянутые диоды, как они поведут себя выше 2 МГц? Отказаться от них совсем, или оставить только на верхнем ключе? (он вроде и так заторможеннее нижнего)
5)отказался от применения GaN транзисторов из-за технологических сложностей с ними (неудобные RF корпуса, BGA, сложные особенности разводки по мануалам)
Но при этом прочитал, тчо на высоких частотах бутстрапный диод надо заменять на транзистор, закрывающийся вместе с нижним ключем. GaN транзистор с нулевым временем восстановления. Таких MOSFET транзисторов не найти, а напряжение на Boost-ноге будет прыгать почти как в канале ключа, разве что постоянный ток ниже. Но импульсный сравним.
Стоит ли вообще делать защелку бут-страпа на MOSFET (напр. BSS119N)?
6) какие есть общепринятые защитные схемы против остановки управляющих испульсов? Ну например, входной сигнал пропал, или колебания ШИМ-компаратора сорвались.... DC ток оставлять нельзя.
В случае отсутствия входного сигнала, думаю логарифмический усилитель и два И-вентиля на вход и на выход... а если колебания сорвутся? еще один усилитель?
7)Увидел в продаже каскодную сборку MOSFET+GaN. Сравнительно недорого, в TO220 корпусах. Хорошо ли она поведет себя в мосту выше 2МГц?

Слишком много вопросов
Вы пробовали в LTspice промоделировать LTC4444-5? Я попробовал, фронты впечатляют. Вы что хотите улучшить, изменить? Правда транзисторы IRF7468 там работают с превышением максимальных напряжений и токов.
P.S. Добавил схему, зацените фронты!

я как раз сейчас с ним ковыряюсь. модель от LT в LTspice есть штатная. ищу модели транзисторов. На бумаге LTC444-5 очень неплох. Судя по статьям, может прокачивать даже GaN транзисторы на ВЧ. Но дело же не только в нем. Дело в связке с MOSFET, которые есть набор компромисов. Поэтому перед разводкой платы хочу предусмотреть все возможные улучшения для поднятия частоты и защиты от... от всего возможного. собрать прототип будет только одна попытка.
Например, у LTspice нет внутреннего механизма проверок на температурные эффекты, надо подключать внешнюю эквивалентную модель. Сонте-карло тоже не во всяком случае запускается.
Проверить такю схему на возбуд затвора практически невозможно. Лучше сразу предусмотреть посадочные места для резисторов, или бусин.

кстати, в вашей схеме, PSMN030, это так, случайно попал?
NVMFS5C682NL - классный транзистор... мне бы такой же, но с перламутровыми пуго... т.е. на 100 вольт, ну 80 минимум. И чтоб паяльником сажался.
Пока выбрал FDT86256, но он слишком маломощный... ему бы 4А хотя бы.. а так надо будет хорошо ток стабилизировать ОС.

Нет, не случайно. Я просто сначала поставил его, т.к. я его применяю, чтобы посмотреть на фронты с ним. Мне не понравились, потом вспомнил про NVMFS5C682NL. А вот с ним всё очень даже замечательно. Зачем вам теперь смотреть на GaN транзисторы, с фронтом включения порядка 200 пс? Чую, что с разводкой платы вам придется помучиться .
P.S. Так вы обновили сообщение, то попробую поискать транзистор под ваши требования.

Попробовал промоделировать FDD1600N10ALZ. Вываливаются ошибки, не понял в чем дело. Да и корпус явно не подходит.
CSD19538Q3AT - не понял как подключать модель.
SiB456DK как-то подозрительно долго считает LTspice похоже тоже что-то не в порядке.
FDS86106 ток поменьше, корпус не очень. Но хоть моделируется нормально

ток. если регулятор не сработает, не бабахнет. а на мосфетах, как только выбираю больший ток, сразу либо передний либо задний фронт страдают, драйвер начинает захлебываться, т.о. скважность может уползти, а следовательно и баланс моста.

ооо-дааа. поэтому и хотел остановиться на ногастых SMD MOSFET и пр. компонентах.

FDT86256 -кстати, и параметры неплохие сравнительно, симметричные фронты.

Какие ногастые??? Вам только безногие smd корпуса, типа как у NVMFS5C682NL. Вы поищите по форуму, как я переразводил плату ШД из-за индуктивности резисторов 2010. Нашел.

В стиле MSOP и подобных. на худой конец с боковыми падами. Но BGA паяльником распаять нереально.

Как минимум на нижний мосфет резисторы в затвор ставить не стоит. Т.к. схема адаптивного дедтайма мониторит напряжение на ноге BG, то из-за резистора на ней потенциал будет меняться быстрее, чем на затворе. А значит есть риск сквозняка.


А можете поделиться ссылкой?

О! Я это подозревал про нижний, но обосновать не мог.
Но вот на верхний. Бусины рекомендуют в некоторых даташитах на ногастые GaN. на безногие не видел, но видимо там подразумевается пайка вплотную на широкий пад.

Ссылку на что? На ферритовую бусину? Ну вот у GANsystems нескольких трактатах встречал http://www.mouser.com/pdfDocs/343654_GaNSy...ev_20160426.pdf
Или тут у Transphorm: http://www.transphormusa.com/document/reco...phorm-gan-fets/
Еще где-то видел, не подскажу сразу.
Если про бутстрап, то тут:
http://epc-co.com/epc/Portals/0/epc/docume...ess%20Power.pdf

В общем, у меня уже опускаются руки. Не могу стабилизировать мост. Может он у меня какой-то странный, но старался делать как рекомендовали ребята из Hypex.nl, которые оригинальный UcD запатентовали




Видимо расфазировка в нагрузке так влияет на одно из плеч, что оно даже не запускается. в итоге средний ток через нагрузку либо прокачивается только одним плечом, либо(если включится второе) выходит из баланса и улетает в "+", или "-" до предела источника. Как это скорректировать - не знаю. В симуляции бусины не помогают убрать искажения фронтов, наоборот портят. Резисторы смазывают, но не помогают убрать ступеньки и повторения импульсов верхнего моста.
В плече две маленькие индуктивности - то линии задержки для обратной связи, вместе с кондером должны давать недостающих порядка 45° градусов до 180°　в ОС на спаде полосы. При этом цепочка не должна резать полосу вплоть до 2 МГц.

В приложенном файле используется библиотека с ltwiki, символ маленькой индуктивности для учета ног и дорожек в затворе.

Не могу сообразить про какую стабилизацию вы говорите. Да и по просто расскажите про свою задачу, чего вы в итоге хотите получить.
P.S. Я не знаю используется учитывается ли индуктивность выводов компонентов в Pspice моделе, но мне кажется всё таки не стоит применять транзисторы в so-8. По моему маленькому опыту при работе моста на индуктивную нагрузку вы хлебнете проблем из-за обратного восстановления паразитных диодов полевиков. Чтобы немного сгладить это, желательно ставить диоды Шоттки.

Хочу сделать импульсный усилитель синусоидального сигнала частоты 100кГц-1МГц(до 2МГц при удачном стечении обстоятельств) для подачи на широкий спектр катушек, с целью раскачать их сердечники током в пределах 1А (в принципе сгодится и 0.5А). Требуется симметричный выход, т.е. с нулевое значение среднего тока. При этом мощность поступает от недорогого однополярного импульсного источника (на схеме 24В). Поэтому решил делать мостовую схему, а по совету с форума без контроллера, но на автоколебательном контуре (L6, L7 дают фазовый сдвиг для ОС).
Как вторая стадия, крайне желательно наличие обратной связи по току, т.е. стабилизация тока в широкой полосе перестройки частоты сигнала, а также защитное отключение драйверов при отсутствии сигнала (чтобы ключи не оставались открытыми на DC)


1)Видите красную линию, HighGate-A (A=левый полумост)
Вот у нее от нагрузки рождается что-то вроде сдвинутой копии импульса. Не могу сообразить откуда столько накатывает относительно земли. Еще если бы только исток просаживался, а так совсем не пойму.
Из-за этого защитой почти полностью блокируется нижний ключ левого полумоста (А).
И что мне совсем не понятно - абсолютно перестает работать правый полумост (B ).

2)на картинке не показано, но я пробовал подключать резисторы(R6,R7), наобум уменьшать номиналы нагрузки и фильтра (думаю уменьшался сдвиг по фазе в нагрузке при уходе отсечки вверх+ демпфирование на резисторах) - при этом ключи оживали, импульсы на затворах становились квадратными.
Но схема становилась нестабильной - при 50% скважности среднее значение тока нагрузки плавно убегало в +, или в -. Т.е. неустойчива в привычном для усилителей смысле.




диоды шоттки куда ставить? на возврат с затвора, или с истока на затвор? можете набросать как правильно, с учетом эквивалентной индуктивности ног?

Правильно ли я понимаю, что eGaN решит проблему фундаментально за счет нулевого обратного восстановления?
Т.е. с моими катушками 5-500 uH мне МОСФЕТы на 10МГц не светят?
Или как-то можно схему подкорректировать?

Целый день убил на попытки понять что не так с мостовой схемой включения.

Я понял в чем дело. Драйвер LTC4444-5 просто не может работать на тактовой 10МГц.

По крайней мере модель сходит с ума.

Если изучить работу на 1МГц, то можно заметить что нижний затвор включается с задержкой "как попало". Это дает сбои встроенный компаратор защиты от "прострела".

Если включить на 10 Мгц, 50%50 он или запустится нормально, или нижний затвор будет полностью подавлен. В мостовой схеме это может выглядеть как "задохнувшаяся" половина моста.

Поэтому я продолжаю искать полумостовой драйвер на 10 МГц с защитой от "прострела".

Или дискретную схему защиты от "прострела", работающую на 10 МГц.

Вряд ли найдёте... Если Вас 10МГц устраивают, возьмите 2 штуки LMG5200, там и драйвера и транзисторы внутри есть. Если частота коммутации нужна будет больше, то пример на 25МГц я Вам уже приводил.
А по поводу мёртвого времени - вы с чего будете подавать сигнал на драйвер? Может быть проще будет взять мелкую cpld и на ней формировать управляющие сигналы? Можно будет выставить любое мёртвое время. + можно попробовать на ней и логику управления собрать - придётся добавить быстрый датчик тока (он вам всё равно понадобится, если хотите обратную связь по току делать), сигнал с него завести на ацп или компаратор, и завернуть в cpld.

LMG5200 80V предел. Я хотел 100-150V номиналом FETы брать. У дискретных FET-ов даже сравнимых номиналов импульсные напряжения намного выше. А на катушке в момент переключения, особенно мертвой зоны, напряжение может нехило скакать, даже когда силовой источник 24-50В.
Кроме того, чем выше индуктивность, частота, само собой разумеется, выше напряжение требуется для удержания нужного тока. Так что мало у LMG5200 перспектив, а высоковольтных альтернатив нет. С другой стороны такой большой ток приятен, но не обязателен, т.к. на 1МГц и выше 10А просто в катушку не закачать.

Кстати, у LMG5200 нет защиты от "прострела".
В общем-то LM5113 работает и выше 10Мгц, если обойти встроенный диод. Он очень быстр точен. в отличие от LTC444/4444, имеет диф.-выходы. Но и он не имеет защиты от "прострела". Все они рассчитаны на программируемый контроллер ШИМ, которого нет.


как я сказал, с кольцевого автогенератора, т.е. с двухвыводного ВЧ компаратора которому на вход приходит положительная ОС прямо с фильтра перед катушкой. Иначе я не узнал хорошего способа сделать ШИМ модулятор на такой частоте без применения сложных и дорогостоящих схем на плис/ддс. Поэтому dead-time нет. Или надо сообразить какую-то схему, создающую Dead-time, например укорачиванием верхнего импульса.
Нет ли у вас на примете супер-пупер-быстродействующего NAND вентиля, с малой выходной емкостью и принимающего на вход до 10В? Тогда его можно зацепить за верхний выход и поставить перед нижним входом.Сейчас написал в LT вопрос про 4444-5, это баг модели, или предел микросхемы... жду ответа, если ответят.

Вы уж определитесь, сколько вольт нужно...


Мне кажется, проще научиться их паять (это не так сложно, при подходящем инструменте), чем мучиться с мосфетами. Или вы думаете, что на таких частотах мосфеты не требуют соблюдения тех же самых рекомендаций по разводке?

100 в дискретном исполнении, 150 в интегральном. Так пойдет?
Например, берем источник 24 вольта, заряжаем индуктивность. При переключении моста имеем скачки напряжения раза в 4... дай Бог чтобы не больше.
У LMD5200 номинал 80, пиковое 100. У дискретных всегда запас по пиковому намного больше, типа 100-150, 100-170 в завис от моджели и хенологии, т.к. и технологическая площадь больше и рассеивать есть куда.


Конечно требуют. Но запаять по контуру под микроскопом я могу. Учился еще на СВЧ SMD конденсаторах, когда собирал из них параллельные сборки на 15 ГГц.
А вот BGA проще заказать на стороне. Но это не главное. Я уже и с BGA смирился... но ни драйверов с защитой ни ШИМ-контроллеров от 10МГц найти не могу. Тем сложнее с работающими моделями.

Без защиты мы уже перечислили - но тогда начинается секс с деад-таймом. Тогда, надо будет вместо одного компаратора делать два, второй со смещенным уровнем (а сместить уровень придется без операционника - еще один маломощный линейный усилитель внутри). А после смещения уровня укороченный импульс пропускать через задерживающий фильтр.
Даже если это выйдет - Dead-time будет фиксированный и в общем не контролируемый...Поэтому лучше будет работать схема ZVS, "впитывающая" эти броски напряжения в паузах. А это опять модифицировать выходной фильтр, который не факт что будет давать стабильную генерацию опорной ШИМА...
ад.

Пока я пытаюсь освоить TINA(и матерюсь, как можно выпускать такие несамосогласованные программы), т.к. модель LMG5200 есть только под TINA... но как быть с дед-таймом - еще не решил. Сначала попробую на авось - может не сгорит на резистивном участке если фронты резисторами сгладить...но эффективность упадет.

Если я не ошибаюсь, внутри LMG5200 стоят ключи epc2016c, которые на 100 В.
По крайней мере так сделано в потрохах спайс модели, и в каких-то документах встречал про это упоминание.

Хотя может у встроенного драйвера запас по напряжению меньше...


Во вложении добавил расшифрованную модельку LMG5200, пригодную для LTspice

Огромнейшее спасибо! Класс!

Неужели? Уже все сроки вышли чтобы ткнуть наконец в любой из силовых компонентов измерителем рассеиваемой мощности.

А можете рассказать, как получилось это сделать?

Спайс модели не делаются за 2 минуты, особенно для ИС. TI заказывает спайс модели для Тина у сторонних компаний и те шифруют их. Скорее всего это политика этих сторонних компаний и с позволения TI. Интересно, что сегодня все компоненты разрабатываются с применением симуляторов. Для них нужны модели и они создаются в каждой компании для своих компонентов на уровне ПН-переходов на основе своих технологий. Эти модели получить не получится, так как они могут помочь расшифровать / расколоть ИС. А макромодели разработчиков ИС интересуют мало и разрабатываются не всегда.

Цитата

Спайс модели не делаются за 2 минуты, особенно для ИС. TI

Да не в этом дело. Дело в несогласованности. Они создали систему шифрования моделей - но совершенно не создали систему импорта этих моделей в собственный софт! Т.е. стандартный импорт-визард с шифрованными моделями не работает. при попытке запихать файл вручную в папку с моделями - ругается что все там неиндексировано и символ отсутствует. Символ каждый раз заставляет рисовать с нуля. При попытке нарисовать в редакторе бибилотеки символов - все равно связать символ с моделью по умолчанию не дает. Причем символы есть в пакете для скачки... но импортировать их никак. И копипастить из примеров тоже не дают. Более того - в примерах перепутан порядок пинов по сравнению с .subckt. В общем, хрен знает как этим пользоваться.
... да еще и точки пинов в символах -невидимые и нередактируемые объекты, которые все время убегают от видимых крестиков пинов при редактировании символа. таким символом становится пользоваться нельзя. жуткая программа.

"и те шифруют их.". И нафига? Ключ-то фиксированный, пошит в прогу. Неужели в TI, LT, или NXP не найдется программиста, или денег, чтобы извлечь из кода программы процедуру расшифровки? Причем это надо сделать всего один раз. Только пользователям головную боль создают.


Огромнейшее спасибо за подмогу... конечно, но почему-то не работает. Не подскажете, как ее использовать, есть ил какие-то требования к настройке симулятора, или обвязке?
Создал рисунок из .subckt с автоматической распиновкой с пом. самого LTspice.
На Vin подал +24 вольта с идеального источника, на Vcc +5. К HI,LO подсоединил 0/+5 меандры, земли на идеальную землю. Развязочные кондеры 150pF и .22uF, буст 0.22u.
Не считает. Т.е считает почти час запуск, потом ошибка "мелочности"

не понятно что с этой моделью.
Упрощением модели и настроек симулятора донельзя добился того что шаг симуляции перестал укорачиваться до долей фемтосекунд...

На симуляцию ушел ЧАС. И результат совершенно непонятный. См рисунок.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Во-первых непонятный ток. 24В, нагрузка 3Ом. Нижний ключ на земле (должен быть). А ток 1А.
Куда девались еще 7А тока?

Во вторых, что за странные выбросы на ровном месте?

Кое-как справился с TINA - там симулирует нормально. Зараза, кажется несовместимая модель.

Орлёнок, у вас получилось ее использовать в LTspice вообще, или пустой номер?

Я-ж уже зае****я.
Уже третью неделю пробую разные варианты... Драйверы от LT, их модели то-ли глючат на 5МГц и выше, то-ли сами микросхемы не справляются.

Взял драйверы TI - их модели вообще не работают.
LMG5200 не работает даже в TINA.

LM5113 - симулирует примерно 54 микросекунды и заклинивает (видимо бесконечно маленький шаг). Я уже плясал по всем моделям в схеме, все упирается в модельки от TI.
Может там есть какая-то хитрость?

Никакими силами не разработать этот долбаный усилитель.