Изучаю топологию Active Clamp Forward (однотактный прямоходовой с активным демпфером). Делаю блок питания Uвх = 150-400В, Uвых1 = 5.5В 2А, Uвых2 = 12В 1А. Вот материалы по теме, которые я нашел:

TI:
SLUA303 - Designing for High Efficiency with the Active Clamp UCC2891 PWM Controller
SLUA322 - Active Clamp Transformer Reset: High Side or Low Side?
SLUS542B - UCC289x.pdf
SLUP108 - введение в Active Clamp

И еще документация на Evalution Board и на микросхему UCC3580, которая на мой взгляд уже устарела.


National:
ActiveClamp_4-18-05b.pdf - Introduction to Forward Power Converters Utilizing Active Clamp Reset (семинар)
LM5026.pdf - Active Clamp Current Mode PWM Controller

И статья от Bludger (там пара опечаток):
http://www.bludger.narod.ru/smps/ActCl.pdf

Делаю блок питания на UCC2893 (хотел на UCC2894 но купить ее не получилось), изучил все приведенные документы, но все равно осталось несколько вопросов:

1. Трансформатор. Хочу делать на сердечнике RM8 и материале N87 (от Epcos) на частоте 300 кГц, возникает вопрос - нужен ли в данном случае зазор или нет? Коэффициент трансформации получается примерно 16, т.е. если делать тарнсформатор без зазора то при 32 витках первички получается 2 вторички, причем индуктивность первички около 3-х мГ.
2. В качестве ключей решил использовать транзисторы IRFB9N60A, на напряжение 600В, вроде по расчетам этого достаточно. Для управления ключом демпфера хочу намотать трансформатор 1:1 на RM6.
3. В качестве демфера - конденсатор 10n, типоразмера 1206 на 500В.
4. Как сделать схему запуска от сети, просто резистор на ножку Vdd не используя Vin?
5. Нужно ли делать обратную связь по обоим выходным напряжениям, или можно только по напряжению 5.5? Я так понимаю, что выходное напряжение определяется только входным, коэффициентом трансформации и заполнением. Т.е. одно напряжение жестко привязано к другому и от тока нагрузки не зависит? Т.е. если я сделаю 4 витка на обмотку 12 В, то и получу 6*2-0.5=11.5 (с учетом диодов)?

Да, зазор принципиально необходим, навскидку - ток намагничивания должен составлять процентов 20 от тока нагрузки. При слишком большой индуктивности намагничивания не будет происходить снижения напряжения демпфирования к концу обратного хода..



Это все так - но только в режиме непрерывных токов. Поэтому, что бы получить приемлимую стабильность, дроссели обоих каналов мотаются на одном сердечнике. Но - если используется сэлф-драйв синхронник, то индакторы могут быть и раздельными, поскольку пульсации тока в этом случае от нагрузки не зависят. Брать ОС с одного напряжения или с обеих - это уж какая стабильность Вам нужна

А точно Эктив Клэмп хотите? Задачка то типичная для флая.. Или Хотите получить КПД под потолок и совсем маленькие размеры?

А есть разница намотать 2мГ с зазором или 2мГ без зазора? Ведь ток намагничивания будет в любом случае одинаковый? При нагрузке 2А и коэффициенте трансформации 16 приведенная к первичке нагрузка будет всего 0.125А, мне кажется, ток намагничивания вряд ли возможно сделать меньше.


В данном случае сэлф-драйв синхронник сделать не получится, так как диапазон входных напряжений достаточно большой. От 12-ти вольтового источника будут потребляться имульсы ~2 мс раз в 1 секунду, так что средняя мощность будет никакой (о неразрывных токах говорить не приходится), но и требования к точности не очень высокие - 11В-13В. Если намотать на один сердечник, то, наверное, импульсные помехи от одного будут пролазить в другой? Еще вопрос, можно ли ШИМ-контроллер запитать этим же 12-ти вольтовым напряжением?



Хочу получить работу на повышенных частотах - 300-400 кГц, а также пониженные шумы.

Разницы никакой нет. Но в любом случае индуктивность не должна быть большой, иначе напряжение на стоке ключа за время "второй" паузы будет спадать слишком медленно, и весь эффект от активного демпфирования пропадет. Иногда делают да ток намагничивания больше приведенного тока нагрузки - тогда можно легче добиться режима ZVS, но выгода от такого подхода сомнительна. Вы можете уже на макете посмотреть влияние зазора на процессы, на осциллоскопе все это дело видно весьма наглядно.



Проблема в том, что соотношение Vout=D*Vin/K справедливо только для режима непрерывных токов. Поэтому если у Вас в канале, по которому осуществляется регулирование, всегда континус, то дроссели могут быть и раздельными - в противном случае приемлимой точности стабилизации второго канала (даже 11-13В) добиться не удастся. На самом деле ничего страшного в многообмоточном дросселе нет - это стандартнейшее решение и вроде как никакого ухудшения EMI от этого дела не происходит. Хотя в любом случае броски тока по дополнительному каналу о хх до половины общей мощности дело весьма серьезное, и 10% стабильности получить не совсем просто...

Добрый день!
При таких параметрах делать схему с активным ограничением не имеет смысла, ну будет кпд на 5-10% выше, а проблем будет значительно больше. При входном 400В транзистор должен быть как минимум на 650В. На сердечнике RM8 будет проблематично сделать гальваническую развязку в 1,5-2 кВ.

Данная топология выбрана из желания сделать БП на повышенной частоте - 300-400кГц при пониженных помехах. К тому же это тренировочный проект (ну и не зря же я такую уйму документов изучил).

Ну вроде по расчетам получается вольт 550, скорее всего и правда лучше применить 650.

Да, действительно, на такой сердечник уместить все обмотки будет не легко, просто у нас их очень много, а девать особо не куда. Какой сердечник порекомендуете вы?

Частота около 125 кгц и сердечник EF20. Помех будет не больше чем в вашем случае.

Все же хочется сделать на повышенной частоте, 300 кГц минимум (устройство - гидроакустический приемник, работающий на частоте 50 кГц).

Я бы посмотрел на что-нить типа EFD-15 - если не нужна двойная/усиленная изоляция... Можно, кстати, сделать такой финт - взять секционированный каркас, и намотать первичку и вторички на разных секциях - в эктив клэмпе такое дело проканывает Хотя вопрос с изоляцией все равно не снимается, но несколько облегчается.

Еще вопрос, не совсем понятно как сделать схему запуска для БП. Достаточно поставить резистор с Vin на VDD микросхемы? Но тогда при разном входном напряжении скорость запуска будет разная. В схеме на ucc2580 сделан стабилизатор тока на транзисторе и стабилитроне. Стоит ли с ним связываться при входном напряжении 400 В?

Посмотрите еще slup112


Я делаю так, к резистивному делителю подключаю затвор полевика. Сток через резистор 50кОм сожаю на Uin, а исток через диод на Vdd, . Второй полевик затвором сожаю на Vref, стоком на затвор первого. Работает так-открывается первый полевик, по заданному уровню, ИМС стартует, появляется Vref, далее открывается второй полевик и блокирует первый.

Вот здесь не совсем понятно.
Если Uin=250...400V, Pout=40W, Uout=40V.
Тогда
Iin(dc_)=Pout/0,9*Uin=0,18...0,11A, Imag=20%*1A=0,2A, т.е. Imag>Iin----???
Тем паче, Imag-const, а Iin(dc_)=var.

В апликухах пишут про "Typically, the magnetizing current is designed to be between 10% -25% of the reflected load current ", [slup 108, ст.3-4]. Что это такое [b]отраженный ток нагрузки и как его определить?[/b]

На сколько я понимаю, это приведенный ток нагрузки и вычисляется он как ток нагрузки деленный на коэффициент трансформации.

Я так тоже думал, однако в соответствии со [slup 108, ст.3-5], I'pri=Iin_dc/ Dmax, по описаниям это есть отраженный ток. И как же правильно? Честно говоря я уже и сам маненько подзапутался.

Ага, все верно - выходной ток, приведенный на первичку. Но здесь важна не абсолютная величина тока намагничивания, а именно сама индуктивность намагничивания как элемент колебательного контура (намагничивание+рассеяние+эквивалентная емкость стока ключа). Дело в том, что при большой индуктивности намагничивания резонансная частота получается низкой, и за время паузы после обратного хода напряжение на стоке не успевает снизиться до разумного значения. И снижая индуктивность намагничивания, мы приближаемся к режиму ZVS. Соответственно, снижаются потери на переключение, но возрастает суммарный ток через ключ и транс. Поэтому нужен некий оптимум. По жизни, без дополнительных извращений не удается получить ZVS, но и простое снижение энергии переключения оказывается чрезвычайной эффективным. Если же добиваться режима ZVS, то дополнительные потери от извращений компенсируют выигрышь от ZVS, в результате результат тот же, но с большими затратами.
На самом деле диапазон величины индуктивности намагничивания, при котором достигается максимальный КПД, достаточно велик, но, как правило, этот диапазон лежит достаточно далеко от случая, когда в трансе нет зазора...

Здравствуйте.

Собрал я блок питания, как обсуждалось выше (схема прилагается). Столкнулся с проблемой. К сообщению прикреплено несколько фотографий - напряжение на стоке главного ключа (VT4), 100В на деление, выходная нагрузка около 5Вт (где-то 20% от номинальной). Входное напряжение повышается 250В-330В-380В (фото1, фото2, фото3). При 380В картинка резко меняется, при этом на затворе главного ключа получается вот такое (фото6). Т.е. обратная связь (или ее компенсация) работает совершенно неправильно. Ширина каждого нечетного импульса доходит до максимума (0.7), а каждый нечетный обрывается практически при рождении. Если после этого начать понижать входное напряжение, то характер напряжения на стоке сохраняется (фото 4 и 5 соответственно).

Короче, я пришел к выводу, что принцип действия цепей на tl431 мне совершенно не понятен, как расчитывается эти цепи я в апнотах тексаса смотрел, нечерта не ясно, а некоторые моменты вообще убивают. Например такой: написали ряд формул, по ним расчитали емкость на tl431, получили 7 нф, затем стоит стрелочка (типа реальное значение, которое нужно) - 82 нф. Новое значение отличается на порядок, и ни ответа, ни привета.


Частота работы - 300 кГц, трансформатор имеет в первичной обмотке 48 витков, индуктивность - 360мкГн. Коэффициент трансформации - 16.

Прошу помощи.

Может быть, просто току для 431-й не хватает, у нее как меньше допустимого (1мА для классики), дык крышу сносит, классическая картинка то.. По-хорошему, конечно, посчитать надо, но можно просто припаять впарралель оптрону 1К, и последовательно тоже не 270 ом, а тоже 1К..
С компенсацией - в данном случае не то, DC<0.5 явно.
Коррекцию всегда проще подобрать чем посчитать. Даем "рваную" нагрузку и смотрим на выходное напряжение. Чисто апериодический процесс - значит все ОК, петля стабильна и с нужным запасом. Ну и дальше уже подгонять - что бы максимальное быстродействие и стабильность во всем диапазоне.
Кстати, по 6В выходу вполне можно поставить селф-драйв синхронник, тогда и дроссель выходной может быть не связанным, а два отдельно КПД будет гораздо лучше, и стоить будет лишь чуть-чуть дороже...

Пробовал и 1К - разницы не заметил.


Не совсем понятно, хоть с каких элементов (и с каких номиналов) начинать подгон.



Вроде я считал, диапазон входной больше 2-х, просто сделать синхронник не получается.


А так вообще картинки похожи на правду? Есть ли смысл добиваться дальнейшего снижения напржения переключения или и так нормально?

Ну...R26, C10, C11. Можете усилением оптрона "поиграться". Можно ИМХО увеличить коэффициент трансформации, т.к. можно ещё увеличить D, просто на повышенном напряжении (на коротких импульсах) как правило и начинается "вытьё" петли регулирования.

Вообще, резюк параллельно оптрону должен быть. Часто работает и без него, но при неудачном стечении может начать дурить. 1мА минимального тока в тээльку - это правда!



0,1мк+10К - это классика, и в этом случае в Current Mode все должно работать. По отклику на "рваную" нагрузку можно понять, виновата петля или нет. Если проблема в компенсации, то при 300В входного например Вы увидите что транзиент уже будет колебательным, а не апериодическим.



Получится, без проблем причем. Только надо на гейты ограничительные цепочки поставить. Это кондер, двойной диод, стабилитрон и резюк



Ага, картинки правильные! Можете попробовать - последовательно с трансом маленький дросселек впаять - энергия переключения снизится, но выигрыша в КПД уже не будет.

Еще пара мизерных замечаний:
1. По входу предохранитель 0,5А маловат будет, от пускового тока он быстро "устанет" и сдохнет. Лучше не меньше двухамперного ставить
2. VD2 нафиг не нужен Это же не дисконтинусный флай. Тем более против трех ом много он не сделает
3. Цепочки на ULVO и OVLO - вроде как "высоковольтную" часть можно сделать общей? Т.е. "высоковольтный" резюк из двух-трех, отвод на UVLO, еще резюк, отвод на OVLO, резюк на землю..
4. На запуск - вроде как там мегоома в сумме достаточно? Вместо 500кил у Вас...

спасибо за замечания, про схему ULVO я действительно не подумал. Немного не понял про схему запуска, у меня три резистора по 36К, в документации написано, что стартовый ток микросхемы - 500мкА, т.е. при 180В входного напряжения нужно резисторы 180/0.0005 - 360K. На деле же оказалось, что с такими резисторами стартует еле-еле, а на 420В уже неприятно греется. Вот я и сделал транзистор, и резисторы 100кОм.

Еще, не скажете на вскидку, какие потери должны быть на ключах (хотя бы порядок) при частоте 300кгц, а то греются весьма неприятно.

Может, еще и плату посмотрите? Только в чем лучше выложить? У меня P-Cad2004 SP4

И даже "верхний" греется?! По идее, верхний вообще холодный должен быть, его, кстати, можно и поменьше поставить, через него же только ток намагничивания бегает.. А вообще - посчитать что на нем в статике должно высаживаться, динамика должна быть гораздо меньше. Может, так и должен греться? Ну, и ток проконтролировать - соответствует ли расчетному..
К сожалению, в пикаде не работаю, можно или в пэдээфе, или в графике выложить..

Ток вроде соответствует, 1А, т.е. ток намагничивания в 10 раз больше номинального тока нагрузки. Вот плата:


По идее, если ток в первичной цепи 1.5 А, то статическая мощность будет:

(1.5/2)^2 * 1ом = 0.5 Вт, т.е. транзисторы должны быть холодными, они же греются, как будто на них ват 5 сеется.

Вот еще одна картинка:

Желтый - затвор основного ключа, синий - ток через него. Картинка как выше, сначала импульс до максимальной ширины, потом два импульса совсем короткие - работает защита по току. Как такое получается, что к началу цикла ток имеет такое большое значение?

Это как это Вы считаете? Если прямоугольник с D=0.5 и амплитудой 1,5А, то сначала в квадрат возводить а потом делить на 2 т.е. (1.5^2/2)*1Ohm=1.12W
Куда такой точару то?! Процентов 20 от номинала надо, ну максимум 50.. А у Вас все тепло рождается переливанием тока из пустого в порожнее, это уже как флай получается

Если верить slua303.pdf, то там есть формула 63, в разделе потерь на ключе, где вычисляются потери на выходной емкости ключа. Вот для таких картинок получяется:

C*V^2*F=150pf*300^2*200000 = 1.35 ВТ. При таких раскладах греется терпимо (на эти 1.35Вт и греется), а вот при повышении частоты растет и напряжение на ключе, и начинает грется сильнее. Причем, нагрев не зависит от выходной мощности. Я так понимаю, здесь уже ничего не сделать?



Еще вопрос, пересчитал все цепи, взял катушку без зазора с инуктивностью 3мг, токда емкость демпфера получается 680пФ, что-то совсем мало, как оценить, хорошо она работает или не очень?

Ну, здесь напряжение у нас меньше чем 300В - мы же за вторую паузу утягиваем напругу ниже входа за счет рассеяния... В крайнем случае, когда у нас ZVS - паразитный кондер перезарядится сам, и энергию на это тратить не надо.
Ну, при Вашей мощности, может, без зазора и получится то что надо... Примерно 0,15А тока намагничивания будет. Во всяком случае, картинка у Вас получилась правильная опять Я тут подумал - в Вашем случае может быть будет полезно еще снизить энергию переключения, все таки мощность очень низкая, и статические потери малы, поэтому можно и потерять немного полезного времени, впаяв последовательно с трансом дросселек...

Вот две картинки, первая без дросселя, вторая с ним. Даже не знаю, какая лучше. Напряжение в момент открытия лучше с дросселем, зато максимальное напряжение больше.

Теперь колебательный процесс на обратном ходу стал слишком высокочастотным - соответственно, надо скомпенсировать увеличением клэмпирующей емкости Соответственно, и горб уменьшится.

Да, но при этом напряжение на ключе опять увеличится. Получится картинка номер 1.

Не, значит что то не так! В паузе клэмпирующий кондер отключен, и в вытягивании напряжения вниз участвуют только индуктивность рассеяния (плюс дополнительный дросселек) и суммарная емкость свичин ноуда. На обратном же ходу по-идее дросселек не должнен оказать никакого существенного влияния - его индуктивность пренебрежимо мала по сравнению с индуктивностью намагничивания..

Некоторыми усилиями был достигнут ZVS (варьированием dead time и током намогничивания), что весьма положительно сказалось на общем КПД (судя по среднему потребляемому току, который показывает тестер). При добавлении внешнего дросселька КПД еще улучшается, но появляется некий еле слышный свист. При этом на выходе вторичной обмотки трансформатора наблюдаю следующие картины (1 - без дросселя, 2- с дросселем), не эти ли осциляции - причина писка?

Нажмите для просмотра прикрепленного файлаНажмите для просмотра прикрепленного файла


Какова природа этих осциляций? Надо ли с ними бороться, и если надо то как?
И еще неприятно греется трансформатор. Сначала я его мотал на RM8 (материал N87), он грелся. Теперь мотаю на RM12, так он все равно греется. От чего бы это? Частота 200кГц.

Ну, откуда колебания - понятно, у нас же образуется контур - дросселек, индуктивность рассеяния и емкость свитчин-ноуд.. Не знаю, стоит ли бороться, и вообще, стоит ли оставлять дросселек Он полезен для качественной оценки процессов - что бы лучше понять что там происходит.
Если хотите оптимизировать дальше, то надо смотреть на транс, и ключи пооптимизировать. Вообще, сердечники КВ не очень удачное решение для SMPS - у них слишком узкое окно. В результате приходится мотать первичку в несколько слоев, что есть большая гадость с точки зрения паразитной емкости транса. На малых мощностях и высоких частотах потери вред от нее существеннен. Поэтому и стараются использовать сердечники с широким окном, например EFD. Там первичка укладывается в один слой, и емкость получается гораздо меньше. Потом, еще желательно обратить внимание что бы "точки" обмоток располагались одна над другой, что бы паразитная емкость перезаряжалась на меньший потенциал.
Ключи я бы тоже взял другие, на столь малую мощность то.. Опять же ради уменьшения паразитной емкости. Верний то вообще сопливым может быть...
Если Вы примите меры по глобальному уменьшению паразитной емкости, то и дросселек скорее всего не понадобится, ZVS можно будет получить и другими методами... Кстати, в Вашем первом варианте при огромном токе намагничивания, ZVS легко получить и на токе намагничивания - в этом случае он убодает ток дросселя и сможет утащить потенциал свитчин-ноуда к земле. Насколько это будет выгодно - не знаю
Транс греется - опять же, греется сильнее чем должен греться по расчету?

Здравствуйте.

После некоторого перерыва вернулся к изучению данной топологии. На этот раз вопросы по синхронному выпрямителю:


1. Не понятно, почему пульсации тока не зависят от нагрузки? И почему при использовании обычных диодов в качестве выпрямителя зависят?
2. Годится ли такая схемы для защиты затворов полевиков синхронника от повышенного напряжения? Резисторы - 50 ом, развязывающие конденсаторы - 0.1мкФ, VD1, VD2 - стабилитроны на 10В?

1. Скорее всего, это потому, что на диодах получаются режимы непрерывного магнитного потока (в этом случае пульсации не зависят от тока нагрузки) и прерывистого (ток дросселя некоторую часть цикла равен нулю и пульсации уменьшаются). А в предложенной схеме прерывистый режим отсутствует и ток некоторое время цикла может быть отрицательным. Можно или индуктивность дросселя увеличить или переделать схему управления обратного транзистора с применением датчика тока. Второй вариант лучше - зачем при малой нагрузке гонять ток туда-сюда.
2. У стабилитронов может оказаться недостаточный допустимый импульсный ток. Возможно, лучше будет Transil или варистор применить

1. Синхронные ключи открыты всегда - до тех пор, пока на обмотке транса присутствует соответствующее напряжение. В частности, "обратный" ключ будет открыт до тех пор, пока напряжние на обмотке принудительно не изменит своей полярности, т.е. до начала следующего цикла. Это приводит к тому, что при любой нагрузке работаем в режиме континуса, и DC здесь определяется исключительно соотношением выходного напряжения и входного (ну, с точностью до падения напряжения на паразитных элементах). Если в "диодном" выпрямителе на малых нагрузках ток в дросселе прекращается очень быстро, то здесь ток продолжает течь - синхронный ключ то "не знает" что ток достиг нуля... Вот и продолжает ток течь уже в области отрицательных значений. Например, на холостом ходу пульсации в дросселе вообще симметричны относительно нуля. А при максимальном токе - пульсации тока те же самые (DC то тот же самый), но уже "приподняты" над нулем на величину тока нагрузки...
2. В-принципе, схема похожая, но в несколько измененном варианте... "нижний" стабилитрон заменяется на обычный диод. Последовательно с резистором (50 ом явный перебор, 1К будет в самый раз) - еще один диод катодом к гейту. В результате нагрузки на стабилитрон практически никакой, и получаем хороший диапазон допустимых управляющих напряжений. Если на обмотке транса даже 5В - все работает - практически эти 5В и поступают на гейт (работает второй диодик, формирующий чисто положительные импульсы из переменки после кондера). При достижении амплитудного значения, равного напряжению открывания стабилитрона, положительное напряжение на гейте оказывается зафиксированным, а все "излишки" начинают уходить в область отрицательных напряжений...
В Вашей же схеме стабилитрон сгорит скорее всего - если амплитудное значение на обмотке транса достигнет напряжения его открывания - это равносильно тому, что Вы пытаетесь застабилизировать выходное напряжение с помощью параллельно включенного стабилитрона Ну, через импиданс конера 0,1, что вряд ли в корне что то изменит...

Спасибо, стало понятно.

Вот, изменил схему по вашим замечаниям, похоже на правду?

И еще вопрос, если БП имеет несколько выходов (и несколько обмоток трансформатора), например 5В и 12В, для 12-ти вольт прямо сделать синхронник не получится. Вопрос такой - если оба выходных напряжения гальванически связаны, то можно ли от обмотки 5В управлять синхронными транзисторами для 12-ти вольт?

Ага, похоже! К сожалению, могу только в офисе сравнить с работающей схемой, но выглядит все правильно.
На самом деле, синхронник для 12В делается тоже очень просто - вот здесь гляньте схемку, номиналы не проставлены, но все достаточно очевидно: http://bludger.narod.ru/smps/EddyCurrentReport.pdf
Обратите внимание - если у Вас на всех каналах синхронники, то совсем необязательно ставить общий связанный дроссель - отдельные дросселя по всем каналам гораздо проще, а кросс-регулирование получается не хуже (поскольку гарантированный континус во всех режимах).

Спасибо за схему. Как я понял, она для всех случаев жизни, вернее для 3-х - когда используются для выпрямления диоды (диоды D7-D8), когда используется синхронник без всяких примочек (на этот случай схема и настроена) и когда используется синхронник с припарками. Я так понял, что те элементы, которые сейчас не установлены обозначены N.L. (No Load). Т.е. для синхронника с припарками схема примет такой вид:

Резистор понятно - задает ток, при 10к 6мА, диоды - для выключения полевика, а для чего конденсатор? и какой его номинал?

Точнее, это схема платы для тестирования, поэтому и заложено все что можно С 12-вольтовом выходом все работает как показано у Вас на схеме, внешние шоттки для дублирования боди-диодов полевиков, как показала практика, здесь не нужны, не оказывают никакого влияния на КПД.
Кондеры для форсирования включения полевика. Насколько помню, у меня стояло 1К плюс 2.2нФ. Но и 10к нормально - он просто удерживает во включенном состоянии, а ток для быстрого включения - через кондер.

Да, спасибо.
Начал с конденсатора 100 пф, на 270пФ фронты на затворах меня удовлетворили, решил остановиться.
Но я так понял, что для 6-ти вольтового выхода эта схема не подойдет, напряжение на затворах получится низковатым, лучше применить схему со стабилитроном?

После всех этих манипуляций общие потери БП составили около 3-х ватт, причем оба ключа на первичной стороне холодные (без радиаторов), греется только трансформатор.


Сейчас он намотан на RM12, индуктивность первички 0.6мГн, именно при такой индуктивности был достигнут ZVS и ключ перестал греться вообще. Пробовал мотать на EFD-25, получается примерно то же самое, может чуть-чуть хуже. Первичная обмотка намотана проводом 0.45, вторичная 0.8. Первичка намотона в два слоя, по 30 витков, сначала от низа к верху, затем сразу от верха к низу, потом изоляция (слой изоленты) затем вторичка - 5 витков. Может быть я что-то в трансформаторе делаю не правильно?

В документе у вас скины с тектроникса, а какие щупы вы к нему используете, с каким делителем?

На счет транса - у Вас часом не сетевой блок? Если сетевой, то сердечник RM не есть оптимальный выбор - мы же должны обеспечить 6мм зазора между первичкой и вторичкой, т.е. класть 3мм бандажи от щечки каркаса, а на "узком" сердечнике это вообще аут...
Потом - надо стараться класть первичку в один слой, здесь у Вас получаются большие потери на эффект близости - провод жирный (0,45мм), да еще два слоя. Имхуется мне, провод может быть гораздо тоньше, и уложить его в один слой - еще и с этой точки зрения сердечники а-ля EFD предпочтительнее - у них окно "длинное". Еще одно "за" однослойной намотки - снизится емкость транса, и понадобится меньшая индуктивность намагничивания/расссеяния для получения ZVS.

Щупы - обычные, из чипа-дипа корейско-китайские, родные то давно уже поломались.. Как правило, переключаемые 1:1 и 1:10, и один щуп 1:100, специально для возни с сетевыми источниками...

Блок не сетевой, входное - 400В DC, причем гальванически не развязан - земля 12В соединена с землей 400В, просто сердечники RM12 и RM8 мы уже в устройстве применяем, на RM8 совсем грустно мотать, и близко не помещается, на RM12 - более-менее. Попробую намотать обмотку тоньше.

Взял тоньше провод и намотал обмотку в один слой. КПД стало заметно выше (доходит до 95%), трансформатор теперь тоже холодный, но появилась другая проблема, которую я не могу решить. БП очень плохо стартует, т.е. после подачи питания он нессколько секунд натужно щелкает (на стоке силового ключа несинхронизируемый мусор, но видно, что импульс выдается слишком короткий), а только потом заводится. При этом глюк не регулярный, раз стартует нормально, раз с описанными проблемами, причем на пониженном входном напряжении (250В) он стартует более охотно, чем на 350. А самое западло, что теперь он начал периодически выгорать при старте, причем всегда одинаково - сгорают токоизмерительные резисторы (3 шт по 3 Ом), а исток силового ключа пробивает на затвор, при этом горит и ШИМ-контроллер. Крутил уже все резисторы в цепи измерения тока - измерительные (от 1-го до 0.5Ом), Slope - от 30 до 200кОм, фильтр на ноге CS, заметных улудшений не обнаружил. При этом на старом трансформаторе такого не наблюдается даже близко.
Вот параметры обоих трансформаторов:
Старый - первичка 60 витков, в два слоя по 30, провод - 0.45, индуктивность 0.5uH, вторичка - 5 витков 0.8
Новый - первичка 50 витков, один слой, провод - 0.23, индуктивность 0.65uH, вторичка - 4 витка 0.8

Подскажите, пожалуйста!

Насколько заметил, UCC3894 имеет тенденцию подглючивать, похоже из-за неудачной конфигурации земли под чипаком. Видимо, она хочет большой меди непосредственно под чипаком (о чем, кстати, в ДШ и написано), что бы обе его земли лежали непосредственно на этой медяхе. При каких то условиях (толком не просек еще) он имеет тенденцию открывать синхронный ключ на гораздо большее время чем надо. Но с конфигурацией земли это дело связано однозначно...

Здравствуйте.

А поясните пожалуйста узел Bootstrap Bias Supply на вашей схеме, вернее не понятен только смысл подключения Bias обмотки одним концом к конденсатору.

Добрый вечер! Там реализована следующая идея: питать схему управления от оттрансформированной суммы входного напряжения и напряжения размагничивания, т.е. суммируем прямой и обратный ход. Схемотехнически это просто напросто удвоитель напряжения, в данном случае как раз и получаем на выходе сумму напряжений прямого и обратного хода.
Фишка в том, что эта сумма относительно постоянна при изменении входного напряжения - не надо ничего обрезать и стабилизировать, а от нагрузки не зависит вообще - синхронный селф-драйв выпрямитель, всегда континус и DC не зависит от тока нагрузки.
Минус данной идеи - получается слишком мало витков, и трудно целым кол-вом витков попасть в нужное напряжение, поэтому дальше предусмотрен делитель этого напряжения на эммитерном повторителе. Делаем напряжение соответсвенно целому кол-ву витков в бОльшую сторону, и делим его. Хотя, по большому счету, можно использовать и классический стабилизатор на транзисторе со стабилитроном.
Еще одна фишка (потенциальная) этой идеи - в Current Mode, если контроллер не обеспечивает хик-кап защиту от коротыша, здесь получается та же логика работы, что и в классическом флае. При перегрузке уменьшается DC, напряжение обратного хода также уменьшается, соответственно, снижается напряжение питания контроллера, и он выключается.

А никто не подскажет какую схему управления "High side active clamp" выбрать. На трансе или через драйвер?
У меня прямоход, Pout=100w, Uin=420v (с выхода ККМ)

Доброго дня!

Есть задача: DC-DC преобразователь вход 20-28В, выход 24В, 100Вт, с гальванической развязкой.

Подскажите, применив схему с активным клампом, удастся-ли получить КПД=92-93%? (это с обычным выпрямителем)

На такое напряжение есть ли смысл связываться с синхронным выпрямлением? мне что-то кажется, что при 3-4Вт потерь в диодах, больше заморочек с синхроником...

Главный вопрос: стабилизировать нужно?