Вполне дельное предложение. Поэтому создаю указанную тему. Может из этого что-нибудь путное да выйдет...

Немного о целях. Я хочу попытаться промоделировать наиболее характерные режимы работы преобразователей напряжения, чтобы продемонстрировать преимущества и недостатки тех или иных топологий преобразователей, а также влияние на процессы в преобразователях паразитных параметров компонентов и методы борьбы с ними. Не знаю, насколько посильная эта задача, но попытаться можно. Надеюсь, что уважаемое сообщество тоже примет в этом процессе посильное участие, поскольку очевидно, что в одиночку я не справлюсь по ряду объективных и субъективных причин. Главная проблема – последний раз я держал в руках паяльник и щуп осциллографа в далеком 1995 году. И с тех пор моя работа ни прямо, ни косвенно не связана не только с преобразовательной техникой, но и с электроникой вообще. В настоящее время я журналист в газете областной администрации. Пишу это к тому, чтобы не было недопонимания – за 12 лет очевидно, что я существенно утратил квалификацию и главное – не могу на практике проверить достоверность результатов, получаемых при моделировании.

Зачем мне все это надо – вразумительно объяснить не могу. Будем считать, что это хобби, замешанное на ностальгии по былым временам. Плюс жалко, что весьма неплохое образование и кандидатская степень, полученные мною в области преобразовательной техники, оказались невостребованными. Я попал в тот «демогфический провал» выпускников начала 90-х, который хорошо виден на возрастной диаграмме участников этого форума (в разделе «опросы»).

Если совместными усилиям в этой ветке появятся демонстрация основных проблем и подводных камней проектирования преобразователей напряжения в моделях для симулятора, то, думаю, это будет неплохое подспорье новичкам. А поскольку это для меня хобби – я вполне могу позволить себе тратить на это время и силы. Правда, очевидно, что все это будет проистекать очень небыстро, поскольку иногда еще и работать надо.

На этом лирическое отступление считаю законченным.



Итак, по теме. Поскольку от уважаемого gyratorа прозвучало предложение сравнивать все на модельках, а уважаемый Прохожий сформулировал преимущества и недостаки флайбека при работе в режиме непрерывных и прерывистых токов, с этого и начнем. (предыстория здесь - http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=39519)

Завтра я постараюсь выложить модельки, иллюстрирующие вышесказанное, а пока о методике сравнения.

Несмотря на мое скептическое отношение к комплексному сравнению схем на основе результатов моделирования, сравнение отдельных характеристик и демонстрацию особенностей считаю вполне возможной и весьма полезной в связи с этим хотел бы попросить совета по поводу методики такого сравнения.

Я считаю целесообразным проводить сравнение при трех значениях входного напряжения - 9 В, 24 В и 308 В, четырех значениях выходного напряжения - 5В, 12В, 60В, 300В, четырех значениях мощности 5Вт, 20Вт, 60Вт, 300Вт и трех значениях частоты – 100кГц, 250кГц, 500 кГц. Думаю, при этом можно будет говорить о тенденциях.
Такой сравнительный анализ на идеализированной модели вряд ли представляет практический интерес. Поэтому при расчетах нужно использовать модели реально существующих компонентов. И вот в этом месте мне нужна помощь – я не знаю современную элементную базу. Поэтому буду весьма признателен специалистам за помощь в выборе наиболее типично применяющегося в для каждого из рассмотренных вариантов силового транзистора и выпрямительного диода (синхронное выпрямление пока не рассматриваю).
Хотя бы по некоторым случаям:
Вар. 1. Вх. 9В, вых. 5В, f=250кГц, P=20Вт
Вар. 2. Вх. 9В, вых. 300В, f=250кГц, P=20Вт
Вар. 3. Вх. 24в вых. 5В, f=250кГц, P=60Вт
Вар. 4. Вх. 24в вых. 5В, f=100кГц, P=300Вт
Вар. 5. Вх. 24в вых. 300В, f=100кГц, P=300Вт
Вар. 6. Вх. 300в вых. 5В, f=100кГц, P=60Вт
Вар. 7. Вх. 300в вых. 12В, f=100кГц, P=60Вт
Вар. 8. Вх. 300в вых. 60В, f=100кГц, P=300Вт

Кроме того, буду признателен за любые предложения как по методике, так и по реализуемым вариантам.

Да простят меня те, кто хорошо знает Micro-Cap за несколько вводных слов для новичков.
Схемы преобразователей достаточно сложны для моделирования по той причине, что в схеме присутствуют процессы с постоянными времени, отличающимися в тысячи раз. Например, коммутационные процессы в ключах могут располагаться в наносекундном диапазоне, а установление стационарного состояния (установление выходного напряжения) может составлять доли секунды. Расчет выхода на режим преобразователя при включении может занимать достаточно много времени. Поэтому для рассмотрения процессов в схеме приходится применять некоторые приемы специальные приемы.

Во-первых, для обеспечения процессов сходимости расчета нужно скорректировать Global Settings (вызываются пиктограммой G на рабочей панели Микрокапа). Иначе весьма вероятно появление сообщения «матрица сингулярна» и остановка расчета. В восьмой и девятой версиях в установках Global Settings есть специальная заготовка – кнопка Power Default, которая меняет некоторые параметры на более оптимальные для расчета именно силовых схем. Но иногда и этого оказывается недостаточно, тогда требования к точности расчета приходится заглублять еще больше. В соседнем топике уважаемый gyrator приводил возможный вариант установки Global Settings для расчета сложных силовых схем. От себя добавлю, что эти установки можно внедрять непосредственно в свой схемный файл. Тогда MicroCap будет использовать установки, записанные в файле, а для остальных файлов будет использовать стандартные. Для этого в текстовую область схемы или прямо на схему надо добавить следующее определение (параметры от gyratorа):
.OPTIONS ACCT LIST OPTS ABSTOL=11uA CHGTOL=11nC DEFL=100u DEFW=100u DIGDRVF=2
+ DIGDRVZ=20K DIGERRDEFAULT=20 DIGERRLIMIT=0 DIGFREQ=10GHz DIGINITSTATE=0
+ DIGIOLVL=2 DIGMNTYMX=2 DIGMNTYSCALE=0.4 DIGOVRDRV=3 DIGTYMXSCALE=1.6 GMIN=1n
+ ITL1=2000 ITL2=500 ITL4=1000 PIVREL=1m PIVTOL=.1p RELTOL=10m SD=2.58 SEED=0
+ TEMP=27 TNOM=27 TRTOL=7 VNTOL=1m WIDTH=80 PRIVATEANALOG PERFORM_M=2 RMIN=1u
+ R_NODE_GND=1e6 LTHRESH=1.5 LONE=3.5 LZERO=.3 METHOD=GEAR
Его можно просто скопировать отсюда и вставить в схему.

Во-вторых, часто бывает нужно посмотреть процессы в ключевых элементах в установившемся режиме. Это делается в два этапа – сначала проводится расчет выхода на режим, в ходе которого происходит установление медленных переходных процессов в схеме, обусловленных реактивностями фильтров и работой обратной связи. А когда эти процессы завершатся (выходное напряжение перестанет меняться во времени) можно будет изменить масштаб расчета и вывести на графики 1-2 такта работы ключевых компонентов или же подробно посмотреть процессы переключения (фронты). Во всех расчетах нужно отключать расчет рабочей точки по постоянному току (Operating Point)

Реализовать изменения масштаба можно двумя способами.
Первый – поставить в установках параметров расчета переходных процессов State Variables режим Leave (а не Zero). При этом каждый последующий запуск анализа будет использовать в качестве начальных условий то, на чем завершился предыдущий. Т.е. если предыдущий анализ ( с большим временем расчета) вывел преобразователь в стационарный режим, то можно поставить время расчета, равное 1-2 периодам коммутации, еще раз запустить расчет и подробно рассмотреть процессы. Кроме того, при таком подробном рассмотрении целесообразно уменьшить максимальный шаг расчетов (задается в установках анализа) для повышения точности отображения процессов.
Режим Leave можно также использовать и для вывода преобразователя на установившейся режим, последовательно несколько раз запуская расчет, пока процессы не установятся.
Обращаю внимание, что предыдущие начальные условия сохраняются только если не закрывать окно анализа. Если закрыть окно анализа (например, для внесения изменений в схему), следующий расчет все равно начнется с нулевых начальных условий и расчет выхода на режим придется повторить. MC9 позволяет корректировать схему без закрытия окна анализа переходных процессов, а MC8 – нет.

Второй способ – сохранить переменные состояния установившегося режима в специальном файле. При последующем расчете эти данные будут использоваться в качестве начальных условий (кроме магнитного состояния сердечника). Этот способ удобен тем, что к анализу установившегося режима можно вернуться в любой момент, закрыв не только окно анализа, но и сам файл.
Для сохранения переменных состояния надо выполнить команду State Variables Editors (или F12), а затем Write… В окне задания параметров анализа в графе State Variables надо поставить Read.
Сохраненные начальные условия можно использовать только при отсутствии изменений в конфигурации схемы (добавления /убирания компонентов). Сами же параметры компонентов менять можно. Поэтому если есть желание посмотреть, что будет в схеме со снабером и без него, удалять снаббер нельзя, но можно поставить значение емкости равным нулю, а сопротивление – очень большим. В результате никакого влияния на работу схемы он не окажет, а сохраненные начальные условия использовать можно.

Итак, попробуем промоделировать процессы с схеме флайбека в режиме непрерывных токов. Для начала будем использовать упрощенную модель. В ней коэффициент заполнения жестко задается генератором (обратная связь отсутствует). В качестве силового ключа используется идеализированный ключ с плавным переключением. Паразитные емкости полевого транзистора навешиваются отдельно. Диоды – обобщенная модель с умолчательными параметрами. Входное напряжение – 24 В, выходное – 5В, тактовая частота – 100 кГц, коэффициент заполнения близок к 0,5.
Схема без паразитных емкостей выглядит следующим образом.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Индуктивность рассеяния задана неявным образом через коэффициент связи обмоток сердечника K1. Выход на режим достаточно спокойный (без сильных колебаний). На верхнем графике ток силового ключа, на нижнем – выходное напряжение.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Если после проведения этого расчета сохранить в файле переменные состояния, то дальше можно проводить анализ процессов в установившемся режиме. Укрупнено процессы в ключе выглядят следующим образом.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
На верхнем графике – ток (красным) и напряжение (синим) силового ключа. На нижнем графике – мгновенная мощность на ключе (розовым) и выделавшаяся в ключе тепловая энергия (зеленым). Собственно абсолютное значение этой энергии особого интереса не представляет (разве что конечное значение, по которому зная время расчета можно вычислить среднюю рассеиваемую мощность на ключе). Но этот график хорошо иллюстрирует, на каких участках работы ключа происходят потери энергии и при равном времени расчета позволяет оценить влияние параметров схемы на потери в ключе (как на статические, так и на динамические). Линейно нарастающие участки во время открытого состояния ключа обусловлены активными потерями, скачкообразные изменения по фронтам – динамическими потерями.
Фронты тока и напряжения при коммутации выглядят следующим образом
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Сама модель в формате MC8 - в прикрепленном файле




Теперь попробуем ввести паразитные параметры – емкости ключа
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
При этом снизились динамические потери при включении, а при выключении - практически не изменились.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Суммарные потери уменьшились (как это ни странно). Формы фронтов при переключении получаются следующие
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Остается добавить снаббер (RCD). Динамические потери в ключе при этом существенно снижаются и начинают превалировать статические потери.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Фронты имеют следующий вид
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Красоту картинки омрачает лишь осознание того, что уменьшение потерь в ключе достигнуто ценой потерь в снаббере. Поэтому использование снаббера с пассивным рассеиванием энергии уменьшает коммутационные помехи, обеспечивает более легкий режим переключения транзистора, но не улучшает КПД (а чаще всего – ухудшает).

Начинаю ее переваривать.

Как это сделать практически?
Следующий шаг мне видится в рассмотрении поведения схемы в зависимости от параметров трансформатора (межвитковая емкость ...и любые другие известные бяки) ,сопротивление, индуктивность, емкость? силовых проводов от источника энергии и до нагрузки.
Далее попробовать реальные транзисторы - с p-n переходом и полевым.

Мне, лично, на данный момент времени, более интересно что-то на киловатт и чуть более, при входном напряжении =600 вольт, а выходном 100 - 120 вольт и 1вольт. Догадываюсь, что при такой мощности всякой бяки попрет намного больше. Но этот сиюминутный интерес никак не снижает интереса к выше изложенной Вами программы.
Если все получится, то Вам останется все собрать в кучку и издать новую книгу.

Об этом я во "введении" писал, предвидя вопросы


Не, это чуть попозже. Сначала сравнение с идеализировнной моделью в режиме разрывных токов. А потом - все остальное. Усложнять модель с учетом паразитных параметров в принципе можно еще долго. А потом если еще замкнутую систему сделать, ее непрерывную модель по методу усреднения в пространстве состояния с исследованием частотки то получится.... еще один диссер по типу того, что я в в начале 90-х писал (тоже с использованием Микрокапа)

Я тоже за. Только одно но. Пусть будет несколько иное название темы - Моделирование импульсных источников. Я, лично, к своему стыду, слабо знаком с Microcap, зато сносно разбираюсь с OrCad-ом и SwithcCad, работал в Proteuse (моделировал свои схемки с микроконтроллерами).
Тем не менее, прошу принять меня в свои ряды. Может быть окажусь полезным, хотя бы на уровне представления моделей.

Согласен, поправил.
С ходу вопрос - MicroCap может сохранять схемы в формате Spice. Стоит ли их прикреплять к сообщениям в дополнении к оригинальным? Или от них все равно толку не будет?
Для пробы выкладываю сему в формате Spice, моделирование которой производилось выше.

SwCAD III специально заточен под ИВЭП и к тому же бесплатный, а "начинка" у него тоже Spiceовская.
Так что, ИМХО, с ним работает бОльшее кол-во философов, да и библиотека
моделей (с учетом папки EXTRA) у него весьма обширная. Поэтому
имеет смысл продублировать "микробулькины" модельки "свечкиными"
для большей доступности и, как Вы предлагаете, убрать из названия темы привязку к одному симулятору.

А как прикрутить эту папку к SwCAD III?
А результаты моделирования разных симуляторов сравнить очень даже интересно, особенно если есть "металл", а не только модель.

Из симулятора запросить обновление: Tools-->Sync Release и папка прикрутится.
А потом из нее "доставать" модельки в схему обычным образом.

А можно немного поподробней? Внутри папки Extra имеется папка lib, в ней две папки cmp и sym.
В cmp - четыре файла, в sym - еще одна папка extra. В ней много папок хороших и разных. Когда положил первую папку(общую для всех вложенных) Extra в директорию SWCadIII и выполнил обновление Tools-->Sync Release то получил ответ OK , но сами папки в меню выбора компонентов оказались пустыми. Где я ступил?
Где-то видел ссылку на инструкцию по установке, но сама инструкция в хранилище была удалена.

Я не работаю с этим симулятором, поэтому Вам лучше задать
свой вопрос здесь http://valvol.flyboard.ru/topic36.html
А может найдете и ответ, если почитаете всю ветку.
Самый продвинутый в SwCAD III, это Балбес.
Собственно, благодаря ему и появилась эта папка.



Здесь http://mastercity.ru/vforum/showpost.php?p...postcount=10581
добротная моделька ПА (в SwCAD III) с комментом от Андрон55.
Думаю Вам будет интересно.

Мне кажется вы неверно измеряете ток ключа. От этого и "улучшение".

Ток ключа включает в себя и ток через паразитные емкости.

Измерительный резистор нужно включить в "сток" перед паразитными емкостями. Или все паразитные емкости свести не в узел "0", а в узел "7".

Тогда картинка станет реальнее.



Всетаки по методике.

Еще раз предлакаю обдумать такое предложение:

Если мы хотим сравнить режимы работы безотносительно их практической реализации, то нужно исключить все неотносящиеся к "режимам" схемотехнические и параметрические навороты.

Что я имею в виду:
Вот например использование снаббера. В некоторых условиях его использование неоправданно. Приведу пример: я разрабатывал БП с входным напряжением до 250В, выходным - 5В и нагрузкой до 4Вт. Применение снабера отнимало до 0.5Вт мощности, т.е. ухудшало КПД на 10% ! Выбросы на силовом ключе были не более 600В в самых худших условиях. Достаточно было выбрать более высоковольтный транзистор с незначительным ухудшением сопротивления канала...

Дело в том, что потери вне трансформатора можно оценить и даже относительно точно рассчитать имея на руках такие параметры, как:
средний ток ключа за период,
максимальное напряжение на ключе,
скорость переключения,
падение и ток через выпрямитель.

Исходя из этих же параметров принимается решение о применении снабберов, синхронных выпрямителей, драйверов ключа и пр. схемотехнических наворотов, призванных увеличить надежность схемы, снизить потери в каких-то местах, ценой увеличения в других...

Гораздо (для меня) сложнее с потерями в трансформаторе.
Возможно ли при моделировании провести оценку именно этих потерь в зависимости от режима работы преобразователья?

Справедливое замечание. Правда, сомневаюсь, что при таком рабочем токе ключа токи перезаряда этих емкостей что-то кардинально изменят. Тем не менее, сейчас промоделирую и выложу результаты. В дальнейшем так и буду делать.

Я считаю, нужно и то, и другое. Думаю, невредно будет посмотреть как основные хараетеристики используемой топологии, так и влияние "наворотов"

Я считаю это нереальным (по крайней мере средствами MicroCap), Потери в сердечнике имеющаяся в наличии модель считает принрципиально неточно (погрешность - сотни процентов). Активное сопротивление обмоток моделируется обыкновенным резистором. Влияние конктруктивных особенностей и эффектов вытеснения и близости - не учитывается. Соответственно, промоделировать более-менее реальные потери в обмотках нельзя.
Именно по этой причине я и считаю, что комплексное сравнение топологий и режимов с далеко идущими выводами на основе исключительно моделирования - пока не реально. По крайней мере, я это сделать не могу. Об этом я уже писал в топике, от которого отпочковался этот.

Конструктивные особенности можно учесть в модели. Вот, например, статья на эту тему:
http://ece-www.colorado.edu/~rwe/papers/PESC98.pdf
Проблема в том, что для этого нужен готовый трансформатор (чтоб было чего мерять).
Сейчас, судя по немногим доступным публикациям в IEEE, буржуины используют трёхмерное моделирование эффектов вытеснения и близости и полученное в результате эффективное значение сопротивления обмотки вштрекают в симулятор.

Никто не спорит с тем, что создание Spice-модели, учитывающие реальные эффекты в какой-то конкретной конструкции трансформатора принципиально возможна. Речь идет о том, что в Micro-Cap (и, думаю, в других симуляторах общего применения) отсутствуют встроенные средства учета этих эффектов. Сомневаюсь, что кто-то из участников обсуждения возьмется за создание таких моделей хотя бы для наиболее широко применяемых конструкций трансформаторов (хотя, ИМХО, неплохая тема для докторской ). Тем более, что я видел, как коллеги пытались дорабатывать модель Джилса-Аттертона для учета изменения параметров с изменением частоты. В принципе, даже результаты были достигнуты вполне неплохие, но реализовать изменения модели только средствами языка Spice оказалось невозможно. Такое изменение модели могло бы быть выполнено только фирмой-разработчиком симулятора. Однако, за 15 лет с момента возникновения математической реализации такой доработки, успешно работающий на прототипе в Маткаде, в симуляторах она так и не появилась.

Попробовал изменить точку контроля тока. Форма тока на фронтах изменилась весьма существенно. Раньше фактически не учитывался ток перезаряда емкости сток-исток.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Синий график - напрядение на ключе, красный - прежний график тока (фактически - ток через канал, а не ток стока), зеленый - ток стока.
Но несмотря на эти весьма большие отличия в используемой модели активная рассеиваемая мощность на ключе практически не изменилась.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Красный график (старый) к концу каждого периода практически совпадает по величине с новым (зеленым), хотя распределение мощностей в течение периода изменилось (и стало ИМХО не совсем правильным)
При таком способе измерения учет мощности потерь, обусловленных перезарядом паразитной емкости СИ осуществляется на этапе заряда этой емкости, хотя физически эта энергия тратится при разряде. Поэтому мне кажется правильным приводить ток ключа "по новому", а потери в транзисторе "по старому", поскольку эти потери все-таки обусловлены активными потерями в сопротивлении канала.

Intusoft утверждает, что их модель сердечника гораздо лучше модели Джилса-Аттертона, даже с доработками.

Так я и не утвержраю обратное. Вот только вопрос - в каком из перечисленных симулаторов встроена эта модель и существует ли ее описание на языке Spice.

Вчера как раз не успел вывести график, подтверждающий эти слова.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нижняя группа - графики потери энергии за два периода коммутации. Синий - это потери энергии в ключе без снаббера, зеленый - со снаббером, а красный - суммарные потери в ключе и снаббере. Получается, что даже в низковольтном и не очень маломощном преобразователе снаббер ухудшает КПД (хоть в приведенном примере моделирования весьма незначительно)

Если интусофтовский входит в перечисленные, то вот здесь:
http://www.intusoft.com/
Язык описания - Spice с некоторыми изменениями (кажется, - в наименованиях зависимых источников)

Бегло просмотрел доступные спайс-модели индуктивных компонентов - вообще не понял, как там гистререзистные явления моделируются. У меня сложилось впечатление, что сердечник моделируется безгистерезисной кривой, а потери "навешиваются" отдельно. Но могу и ошибаться - подробно не разбирался. А вот учет скин-эффекта там действительно есть.

Начнем, наконец, сравнение работы флая в прерывистом и непрерывном режимах.
Схема - та же, что и раньше, но только добавлен токоизмерительный резистор и уменьшена индуктивность обмоток трансформатора. Коэффициент заполнения - тот же, что и в модели с непрерывном режимом. Выходное напряжение такое же, как и раньше (5В). Сравнивается граничный режим и неперывный режим.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Временные диаграммы токов и напряжений на силовом ключе в непрерывном и граничном режимах с паразитными емкостями, но без снаббера:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Нижняя группа графиков - энергия, рассеивающаяся на силовом ключе.
Из графиков вижно, что помех дает больше преобразователь в непрерывном режиме. Но потери в ключе существенно больше в преобразователе с прерывистом режимом.
Фронты переключения преобразователя в прерывистом режиме имеют следующий вид
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
С включением все прекрасно, а вот с выключением - не очень. Мгновенная мощность получается весьма значительная (около 500 ВА).
Со снаббером эта мощность падает до приемлемых величин, а суммарные потери практически не возрастают
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Малиновый график - мгновенная мощность на ключе, зеленый - энергия, рассеиваемая на транзисторе, красный - суммарная энергия в транзисторе и снаббере.
Получается, что при используемых в модели паразитных параметрах и быстрым выходном диоде потери в ключе в непрерывном режиме заметно меньше.

В прикрепленном файле схема MicroCap и текстовый спайс-файл.

У меня есть ощущение (не смог загрузить вашу схему в DesignLab), что у вас в сравниваемых схемах не одинаковое напряжение на выходе или разная мощность нагрузки.

Проверьте плиз еще раз. Должно быть одинаковое напряжение на входе, напряжение на выходе и сопротивление (мощность) нагрузки.

При одинаковой скажности и частоте это приведет к изменению параметров трансформатора.

Естественно. Я об этом сразу и написал:

Ведь без изменения параметров трансформатора получить неперерывный режим при прежней частоте и прежней можности невозможно. Поэтому изменены индуктивности обмоток дросселя-трансформатора (или трансформатора флайбека - называйте его как угодно, хотя мое ИМХО прежнее - это впервую очередь дроссель, а лишь потом трансформатор)
Индуктивности обмоток обозначены в явном виде на картинках со схемами моделей.

Напряжение же в обоих случаях одинаково (5В) при нагрузке 1Ом. Я, кстати, потратил достаточно много времени, пока попал на режим, когда на выходе в установившемся режиме строго 5В, а режим токов - граничный.


Продолжение. Посмотрим не граничный, а уже явно прерывистый режим (индуктивность первичной обмотки вдвое меньше граничного значения). Выходное напряжение по прежнему 5В (средний график, чтобы не было сомнений).
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Из-за роста амплитуды токов и напрядений имеем существенный рост динамическиз и статических потерь в ключе. Снаббер немного улучшает ситуацию, но не кардинально
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Да, интересно.

Если вам не сложно можете провести моделирование квазирезонансного режима (когда открывание ключа происходит в момент первго минимума напряжения на стоке).

А вообще как-то странно. Это получается время закрывания очень большое...

Пока все промоделированное выше представляет сугубо теоретический интерес. Практических выводов из приведенных результатов моделирования делать нельзя, поскольку не учтены процессы в диоде. Сейчас он считается практически идеальным и явления, про которые писал Прохожий, здесь не наблюдаются. А учет неидеальности диода может изменить получаемые результаты кардинально.
Поэтому я еще раз обращаюсь к уважаемому сообществу с просьбой выложить наименования пп-приборов, которые сейчас на практике используются в подобных схемах. Т.е. мне нужны пары транзистор-диод, которые наиболее часто испольщуются при перечисленных в начале топика случаях. Ну или хотя бы высоковольтную, низковольтную и "среднюю" пары.

Если на выходе напряжение не велико, что используются диоды Шотки типа 31DQ05 (IRF).
Для высоких напряжений на выходе применяются ультрафаст диоды типа UF4007.

Типичные транзисторы (кстати есть и модели) можно посмотреть тоже на www.irf.com
Для входного напряжения порядка 250В и мощности преобразователя до 30Вт, я использовал IRFB9N60A.
Вообще я транзистор выбираю индивидуально для каждого случая.
1. Напряжение сток-исток должно быть не меньше напряжения питания плюс выброс, плюс пересчитанное из вторички, плюс запас.
2. Ток - не меньше максимального тока через первичку
3. Надо соблюдать баланс между сопротивлением канала и емкостью затвора. Эти велисины обратно пропорциональны.

Mc_off, спасибо за примеры.
Однако, хотелось бы готовых рекомендаций по элементной базе и для других случаев.
Критерии выбора, в принципе, я знаю, но, откровенно говоря, лень лазить и искать - время на это много уйдет. В свое время (когда занимался проектированием) основные компоненты для использования в типовых случаях знал на зубок и справочниками не пользовался. А сейчас не знаю ничего.
Однако предполагаю, что для тех, кто этим занимается сейчас, перечислить наиболее типично используемые компоненты труда не составит (а мне сильно съэкономит время).

У меня память короткая, я никак не могу запомнить справочных данных...
мне тоже придется "лазить и искать".

Сейчас времени нет . Смогу где-то на следующе неделе.
Я так понял вы хотите три варианта по мощности и три варианта по напряжениям, т.е. всего 9 вариантов ?

Транзистор IRFBE30. Для сетевого случая (800 В, 3 Ом).

С диодом дело хуже. Поскольку используются в основном "китайцы" без всяких моделей.
Вот, что удалось подобрать в "пару" к вышеназванному транзистору из продукции SGS/Thompson - STTH3R06 (3А, 600В, 35 нс):

По параметром сей диод соответствует большинству из применяемых нынче "китайцев".
По поводу оказии с диодом, о которой я упоминал. На модели может не получиться по ряду причин. В реальности все присутствует и выражается в необоснованном нагреве диода.

Это в идеале.
Если искать специально для меня (и моделирования) - то не надо. В конце-концов я и сам могу это сделать. Тем более, что все равно придется искать их Spice-модели.
Мне интереснее варианты ключа/диода, с которыми кто-то уже сталкивался на практике и знает их особенности (чтобы прокомментировать достоверность результатов моделирования)

Я так понял, что данная модель трансформатора не учитывает индуктивность рассеяния. А ведь именно энергия, запасенная в ней, и порождает значительные выбросы на силовом ключе при его закрывании.

Учитывает - через коэффициент связи трансформатора.

Вообще, да. А коэф. связи не слишком большой? У реального транса, мне думается, он меньше. Выбросы совсем маленькие получились...

Возможно. Хотя рассмотренный вариант соотношения вх/вых напряжения 24/5 позволяет сделать трансформатор с достаточно хорошей связью между обмотками.
Тем не менее, влияние индуктивности рассеяния тоже интересно проследить. Следующую серию расчетов сделаю с разносй индуктивнстью рассеяния.

Приложил свой вариант схемы. Выбросы удалось погасить с помощью конденсатора С14, демпфирующая RCD цепь не понадобилась.

Выбросы убрались, но я бы не сказал, что режим работы удовлетворительный. При 25Вт нагрузки потери только в ключе составляют 7.5Вт. ИМХО - много (особенно, если учесть, что первичное напряжение 18В)
И при включении ключа там все не слишком хорошо.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Схема модели (чтобы понятно было о чем идет речь)
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

И, кроме того, в импульсе оный конденсатор C14 подаст на диод D1 входное напряжение обратной полярности. В случае сетевого флая это напряжение выпалит и D1, и ШИМ-контроллер, и вообще всё, что сможет.

Представленный преобразователь - это DC/DC (18-80В) -> 5В, 12В. А диод нужно ставить соответствующий. В данном случае это 200-вольтовый BAV23S.

Поясните, пожалуйста, из каких соображений выбрана емкость С15 (именно ее перезаряд портит картину процесса включения).
Если так моделируется паразитная емкость обмотки, то 10нФ для 18-вольтового трансформатора на частоте 300 кГц кажется мне очень много.
Если это что-то иное, то поясните что.

Именно паразитная емкость обмотки. Возможно действительно много взял. Трансформатор пока не изготовлен, поэтому измерить нет возможности. А выбросы при выключении пропадают, если в выпрямитель поставить диод. Похоже надо более тщательно подбирать времена переключения синхронника. Считаю, что для данного конкретного преобразователя демпфирование с помощью С14 вместо RCD вполне правомерно.

Я тоже пока не вижу существенных минусов такой реализации.
А вот по поводу емкости, мне кажется, что для такого трансформатора она вряд ли будет больше 500-1000 пФ.

Действительно, если С9 поставить 3.8n, то бросков тока при выключении почти нет. А вообще, существует такая вещь, как ir1167 - драйвер синхронного выпрямителя.


Да, скорее всего я здесь перестарался...

Причесал немножко схему, которую выложил Yuri Arkhipov. Для удобства исследований добавлен токоизмерительный резистор нулевого сопротивления Ri и сопротивление канала Rs1 в явном виде.
Это сопротивление присутствовало и ранее, но как параметр ключа, что не всегда наглядно.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
В схеме выявился интересный момент. Я попробовал промоделировать процесссы в отсутствии демпфирующего конденсатора С14. И вот что получилось.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Верхние графики - ток и напряжения ключа (ток красным, напряжение синим).
Второй график - мгновенная мощность на ключе.
Третий - потери энергии в ключе.
Четвертый - ток через канал транзистора (резистор Rs1)
Колебания напряжения на стоке обусловлены индуктивностью рассеяния (по-моему, она также несколько великовата) и паразитными емкостями ключа. Если посмотреть на график энергии на ключе, видно, что большая часть потерь возникает уже на ЗАКРЫТОМ ключе из-за этих колебаний. По стокозатворной емкости они приподнимают потенциал затвора и транзистор приоткрывается на каждом пичке колебаний. Протекающий ток через канал виден на нижнем графике.
Сигнал с "драйвера" идет через сопротивление 3.3 Ома, что уже оказывается достаточно для того, чтобы транзистор "не слушался" драйвера. Уменьшение этого сопротивления до 1 Ом практически полностью устраняет паразитное приоткрывание и уменьшает потери на ключе почти в 10 раз.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Мне стало интересно, чем вызвана такая сильная зависимость. Оказалось все просто - не корректно заданы параметрвы "драйвера". Генератор формирует импульсы напряжения амплитудой всего 1В, а в параметрах ключа задано, что он полностью отрывается только при 1В (а полностью закрывается при 0). В результате даже малые изнанения напряжения на "затворе" сильно влияли на состояние ключа. Если воднять напряжение генератора до 5В, а порог полного открытия задать 3В, эффект приоткрывания практически не проявляется и при исходных 3.3 Омах по цепи "затвора".

Очень важное замечание. Спасибо большое. Учту.

А стоит ли городить огород с этим C14? Если внимательно посмотреть на схему, то очевидно, что вместе с D1 он образует ту же цепь RCD, разница только в том, что разряжается C14 не через резистор, как положено порядочному демпферу, а через обмотку трансформатора.

Если эта энергия уйдет не в тепло, а в нагрузку, то это уже большое приемущество.

Между прочим такое включение снаббера (демфера) можно патентовать (если его еще не запотентовали).

Интересно сообразить какая должна быть оптимальная индуктивность обмотки, к которой подключается С14...

Да, кстати индуктивность рассеяния действительно большевата она обычно составляет единицы процентов от индуктивности первички

И у меня такое впечатление. Но в тоже время эта индуктивность - 1% от первичной, что вполне похоже на правду. Думаю такие мощные незатухающие колебания - исключительно из-за идеальности сердечника трансформатора. В реальности он работает как демпфер, активно гася высокочастотные колебвния напряжения (потерями).

Да, обнаружил ошибку у себя в "модернизированной" схеме - резистор Rw1 не в том месте стоит (но на процессы это влияние не оказывает). Тем не менее, поправлю и выложу файл.

Увы - в нагрузку она не пойдёт (полярность напряжения не та), а будет банально рассеиваться в виде тепла.

На моей практике эти колебания тоже не очень-то затухают. Так что на правду похоже.



А если вот так сделать ?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
А обмотку включить так, чтобы ток, протекающий по ней работал для вторички как в схеме forward... слету что-то не соображу.

Провел еще раз моделирование по схеме с конденсатором C14, скорректировав паразитную емкость и исправив цепь управления. На первый взгляд, красиво все до необыкновения.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Никаких паразитных звонов (почти), потери в ключе достаточно маленькие (1.6 Вт при 25Вт в нагрузке)
Однако, смущают меня некоторые вещи. Во-первых, процессы переключения достаточно корявые. Похоже, эта схема работает не совсем как снаббер.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Паразитные колебания она убрала, а фронты тока и напряжения не разнесла. В результате потери в ключе оне не уменьшила. И мгновенные значения мощности при переключении весьма большие.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

К тому же у меня есть подозрения, что введенная емкость может здорово ухудшить динамику преобразователя.

Посмотрел на скачок выходного напряжения при двухкратном увеличении сопротивления нагрузки - вроде конденсатор не сильно влияет (синеий - без конденсатора, красный - с конденсатором)
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Так что, был не прав, судя по всему, с динамикой все нормально.

Прикрепил файл со схемой Микрокап и сохраненными начальными условиями для установившегося режима.