Добрый день!!!! Есть следующий вопрос:
Не так давно расчитывал усилитель мощности в классе "А" (2,3-2,7GHz), для согласования транзистора на максимальную выходную мощность по методу Криппса использовал малосигнальную модель FET полученную из измеренных S-параметров, модель получил в MWO путем подгонки ее S-параметров к измеренным данным, и вроде как все получилось с довольно неплохим приближением к расчету.
Сейчас возникла необходимость расчета другого усилителя, также в классе А, но вот с моделью ничего не получается, очень уж сильно все зависит от задаваемых начальных условий, вернее начальных значений номиналов элементов модели FET, без конкретного точного начального приближения получить примемлемый результат путем оптимизации достаточно сложно, да и долго.

Вопрос в следующем подскажите какие нибудь free software tools для экстракции S-параметров транзистора в его малосигнальную модель.


P.S.(из платного программного обеспечения позволяющего делать экстракцию нашел только ,Ampsa Mosaic Multimatch, - но дороговато, заниматься самому разработкой такой програмки конечно интересно но как всегда нет времени, да и статей по данному направлению не так уж много.
Еще слышал про free программу "FETCad" но найти ее так и не удалось )

А кто нибудь вообще занимается разработкой СВЧ усилителей на транзисторах, а не на готовых микросхемах ?????????????????

Ну, я занимался и сейчас иногда приходится. Для линейных усилителей в первом приближении использую S-параметры, затем подгоняю на макете. Малосигнальные модели не использую, хватает S-параметров, да и дело в основном имею с мощными нелинейными усилителями (класас АВ и В), для которых измеряю в тестовой плате оптимальные импедансы транзистора Zin и Zout и по ним строю цепи согласования.

А по какому критерию вы выбиратете оптимальные импедансы,????
(В Вашей практике никогда небыло такого, что согласованный транзистор на минимум КСВ и максимальный коэф. усиления имеет выходную мощность на 3-4dB меньше от заявленной на него в datasheet ?)

Входная цепь транзистора настраивается на минимальный КСВ (на каждой частоте настройка производится отдельно). Выходная цепь настраивается на номинальную выходную мощность при хорошем КПД (55-60%) также на каждой частоте отдельно. После каждой подстройки транзистор изымается из схемы и измеряется импедансы обоих цепей согласования со стороны транзистора. Сложность здесь - изготовить хороший ВЧ щуп для измерения импедансов. Если транзистор мощный (импедансы малы), то точность измерений невысока, поэтому при проектировании усилителя делается несколько итераций (переразводок топологии) под нужные характеристики.

Насчет мощности на 3-4 дБ меньше даташитовской - это очень странно. Производитель обычно занижает ее процентов на 20. Возможные причины:
1. Недостаточно мощности на входе УМ (ток транзистора при раскачке не достигает номинального).
2. Мал ток покоя (недостаточно смещения УМ, транзистор недостаточно открыт раскачкой).
3. Вход рассогласован (ток транзистора при раскачке не достигает номинального, возможно возбуждение)
4. Выход рассогласован (недостаточная выходная мощность даже при большом токе транзистора)

Ну в принципе Ваша методика по подбору оптимальных импедансов понятна. Только насколько я помню для получения opt. Zin, Zout при maxPout, Ga, PAE и т.д., существуют гамма-тюнеры фирмы "MAURY", вы же видимо обходетесь без них?

Что касается того что производителеи занижают выходную мощность в даташитах, то верно, но не всегда. Я, например - спроектировал усилитель в калассе А, на выходную мощность при компрессии 1dB 38dBm (по даташиту) , при этом и по расчету и при измерении КСВ по входу и выходу получился менее 1.2 - 1.3. Но выходная мощность при компрессии 1dB составила 35 dBm. Тогда пересчитав только выходную цепь с использованием малосигнальной модели на оптимальный импеданс, я получил КСВ на выходе усилителя около 2,5 но при этом выходная мощность во всей полосе (2.3GHz-2.7Gz) составила уже 38-39dBm при той же компрессии в 1dB, в результате даже больше чем заявлено в даташите (ток покоя и входную мощность я при этом не изменял).
Я не знаю, может быть в первоночальном исполнении транзистор отдал бы и большую мощность, но при большей компрессии?
С учетом того, что приходится усиливать сложно-модулированные сигналы типа OFDM, то как показала практика использовать усилитель при компрессии выходной мощности больше 0,5dB-1dB не желательно.

А как вы мерили КСВ по выходу, если не секрет? Неужели подавали на выход УМ сигнал с генератора????

Я имею ввиду малосигнальные значения КСВ 1,2 - 1,3, а при компрессии в 1Дб думаю они не очень сильно отличаются от таковых

При компрессии 1 дБ режим транзистора уже близок к нелинейному. Для данного режима малосигнальные S-параметры работать перестают - почитайте хотя бы статьи Motorola. В нелинейном режиме используют большесигнальные S-параметры.

Спасибо за App.note. имеется такой . Но насколько я понимаю метод Криппса основывается именно на том что режим танзистора при компрессии в 1дБ все же близок к линейному, что и позволяет использовать малосигнальную модель транзисторадля расчета цепей согласования на optimum импеданс, иначе будь это не так параметры модели и транзистора при данной компрессии настолько сильно бы отличались друг от друга, что ни о каком совпадении результатов моделирования и эксперимента не могло быть и речи..... хотя может быть Криппс не прав
P.S. И я не понимаю почему вы так отрицательно отнеслись к моим вопросам или сдесь на форуме только и принято всячески показывать что ты гораздо умней других!!!! Лично я думаю, что люди сдесь присутствующие (на форуме) (причем некоторые довольно известные специалисты в этой области) должны ОБМЕНИВАТЬСЯ опытом а не пытаться всякий раз показать ЧТО Я СПЕЦИАЛИСТ А ВЫ ВСЕ ДИЛЕТАНТЫ ВОТ ТЕБЕ ТАБЛИЦА УМНОЖЕНИЯ ИДИ ПОЧИТАЙ!!!!!!!!!

Юрий, честно говоря, так и не понял, где я отнесся отрицательно к Вашим вопросам. Я же не могу знать, насколько Вы компетентны в данной теме, вот и посоветовал почитать определенную литературу. Не хотел Вас обидеть.
А приложенная статья действительно хорошо отвечает на вопрос, что творится с импедансами транзистора при изменении режима. Много раз убеждался на практике в том, что расчеты по малосигнальным параметры не дают хорошего совпадения с реальными результатами (вблизи точки компрессии и выше). Усилители проектирую только при наличии измеренных оптимальных импедансов и данная методика действительно оправдывает себя (требуется максимум 1 итерация).

В принципе, оперируя импедансами легко менять выходные мощности, правда и КПД при этом будет меняться. В классе А достаточно разделить напряжение питания на постоянный ток и вот вам активная нагрузка. Но при этом надо компенсировать реактивную часть. Вполне возможно, что на этих частотах вы не учли паразиты или выходное сопротивление оказалось больше, поэтому и выходная мощность оказалась ниже. Что такое метод Криппса - для меня всегда было загадкой. Известно же, что новое - это хорошо забытое старое, а по старинке так и настраивали на оптимальные импедансы, а все эти простые линейные расчеты на базе линии нагрузки - это просто грубая аппроксимация. Да, вот может будет полезна статья большого поклонника "метода Криппса" болгарина Бошнакова.

Спасибо за ответы, вобщем вобщем меня и интересовало как люди проектируют усилители, насколько понимаю в принципе за неимением лучшего (точной нелинейной модели) все (ну и я в том числе) используют разнообразные ухищрения и методики. На мой взгляд все таки наверное самым оптимальным было бы использование гамма-тюнеров для получения контуров равного PAE, Pout, Gain, и т.д. по входу и выходу транзистора, из которых и следовало бы выбирать оптимальные импедансы нагрузки. Правда думаю и цена такой измерительной установки будет соответствующей. Кстате никто не знает примерную стоимость таких тюнеров (или может работал с ними)????

Автоматизированные системы измерений стоят дорого, что у Maury, что у Focus Microwave. Обычные механические тюнеры недороги, но с ними не так просто точно настраивать. Лучший способ - это запросить модель транзистора у фирмы-производителя и все промоделировать в MWO ли, ADS или Аnsoft. Хотя для класса А достаточно и малосигнальной эквивалентной схемы и предусмотреть небольшие подстройки. Правда, если это мощные транзисторы, состоящие из большого количества fingers, то надо учитывать и все распределенные эффекты. В принципе на перспективу, можно самому создавать модели, и необязательно уж очень точные, если корректно измерить вольт-амперные и вольт-фарадные характеристики транзистора, на базе встроенных моделей.

Написал год назад Mitsubishi насчет нелинейных моделей RD07MVS1 и RD70HVF1. Отвечают - "нелинейных моделей нет, в даташите для проектирования достаточно информации, смотрите наши апноуты".
Насчет тюнера - можно заказать на производстве тестовую плату под нужный транзистор - с цепями согласования и питания и настраивать, определяя импедансы.

А все таки, возвращаясь к началу, как получить малосигнальную модель из измеренных S - параметров?????
(откуда брать начальные значения элементов модели перед оптимизацией)

Это целая процедура. Первым делом надо определиться с эквивалентной схемой и оценить параметры внешних элементов, как-то индуктивности выводов или емкости площадок. Далее посредством их извлечения при использовании Z- или Y-параметров (S-параметры изначально трансформируются в одну из этих систем) доходим до базовой внутренней эквивалентной схемы, в общем случае нелинейной, и определяем ее элементы посредством уравнений. Затем симулируются те же S-параметры, и если отклонения от измеренных велики, схема может усложняться или внешние параметры подстраиваться. У меня в 3-ой главе есть материал на эту тему, взятый из следующих статей и не только:

M. Berroth and R. Bosch, “Broad-Band Determination of the FET Small-Signal Equivalent Circuit,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. MTT-38, pp. 891-895, July 1990.

G. Dambrine, A. Cappy, F. Heliodore, and E. Playez, “A New Method for Determining the FET Small-Signal Equivalent Circuit,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. MTT-36, pp. 1151-1159, July 1988.

D. Costa W. U. liu, and J. S. Harris, “Direct Extraction of the AlGaAs/GaAs Hetero-junction Bipolar Transistor Small-Signal Equivalent Circuit” IEEE Trans. Electron De-vices, vol. ED-38, pp. 2018-2024, Sep. 1991.

D. A. Teeter and W. R. Curtice, “Comparison of Hybrid Pi and Tee HBT Circuit Topologies and Their Relationship to Large Signal Modeling,” in 1997 IEEE MTT-S Int. Micro-wave Symp. Dig., pp. 375-378.