Доброго времени суток, уважаемые коллеги. Проблема состоит в следующем. Стояла задача разработать синтезатор частот диапазона 7800-8200 МГц с шагом сетки 1 МГц. Была выбрана схема устройства, отображенная в файле 1.jpg. Фазовый шум у системы в целом оказался довольно неплох (Screen_1.png). Проблема в появлении спуров при изменении частоты DDS, причем их величина особенно велика при частоте DDS 95-105 МГц.(Screen_2.png,Screen_3.png,Screen_4.png), притом спуры DDS на соответствующих расстройках ниже несущей на 95 - 100 дБ, усиливаться они должны в данной схеме на 18 дБ (20*log(8)). Вместе с тем при некоторых значениях частоты DDS величина спуров вполне приемлема (Screen_7.png,Screen_9.png). Может, кто подскажет, в чем дело и какие изменения на до внести в структурную схему, дабы сей эффект исчез ? При недостатке данных остальные необходимые измерения и данные я выложу.Возможно, я не понимаю чего-то элементарного....

Добрый день! Спасибо за отличную иллюстрацию проблем, обсуждаемых в соседней ветке (симметричное относительно центрального тона "многоушие бетмена" на сленге) . Ваша проблема состоит в том, что спур ДДСа в определенных частотных диапазонах попадает в полосу пропускания ФНЧ1 (по блок-схеме). Решения красивого этой проблемы нет. Если есть время на перепрограммирование петли, то делают смену опорной частоты ДДС так, чтобы уйти от спуров. В Вашем случае достаточно перепрограммировать ФД2 на пару десятков мегагерц в сторону и пересчитать регистры ДДСа в соответствии с новой опорной частотой.
Более продвинутые техники пока находятся в стадии разработки и горячего обсуждения (квадратурный смеситель СМ, манипуляция фазой ДДСа синхронно со сменой фазы опоры ФД основной петли зачистка ДДС от спуров с помощью дополнительного VCO с петлей фапч с низкими коэффициентами пересчета типа 1к2 и другое экзотические методы)

Не факт, что это спуры DDS. Более вероятно, что это спуры, полученные в смесителе в результате преобразования вверх DDS, недофильтрованные и умноженные на 20lg (9). В Вашем случае я бы выбросил смеситель, а DDS использовал бы на высоких частотах 410-431 МГц. Для подавления спуров использовал бы дополнительный ГУН (например, http://www.synergymwave.com/products/1/ds/MFC4151-12.pdf), захватываемый DDS с петлей порядка 200 кГц. Таким образом, на 20lg (19) умножались бы только спуры в полосе 200кГц.

В принципе согласен. Для точной идентификации природы спуров желательно использовать три анализатора спектра- один стоит на выходе ДДС, второй смотрит за выходным сигналом синтезатора и третий- НЧ софтветрный (звуковая карта компьютера)- смотрит за спектром после ФНЧ основной петли синтезатора. Свипируем частоту синтезатора с помощью ддс и наблюдаем за спурами. Обычно это выглядит так- спур ддс приблизился к основному тону, попал в полосу ФНЧ, спектр на выходе синтезатора начал эволюционировать в крыльях фазовых шумов ("махать" ими, вылезли зеркальные отражения спура от основного тона , комбинашки итд), одновременно спуры появились на НЧ анализаторе.
Очень неплохо смотреть за всеми тремя анализаторами в режиме водопада.
Если в систему синтезатора встроить НЧ аналиазатор спектра с ФФТ по сигналу управления ГУНом, то, если применить ДДС со спуркиллером (9912) то можно подавить два нежелательных спура с помощью спуркиллера. Вот только запрограммировать это очень нетривиально. Табличные методы при мелком шаге не работают, эвристики тоже не всегда справляются.

Попробовал следующее. Когда разбирался с блоком смеситель - полосовой фильтр 900 МГц - делитель выяснилось, что дело в нем и причина спуров кроется там. На вход смесителя подал сигнал с частотой 100 МГц с кварца ГК-87 через полосовой фильтр, дабы избежать влияния второй , третьей и так далее гармоники скварцевого генератора . На второй вход смесителя подал сигнал с Agilent N8257 также через полосковый ППФ частотой 1000,000 МГц и получил прекрасную палочку 100,000 МГц на выходе смесителя без спуров. Сдвинув сингнал СВЧ на частоту 1000,2500 МГц увидел спуры вокруг выхода делителя с частотой 27 кГц. Мыслю, что принцип их образования такой: на смесителе образуется 9-ая гармоника кварца 100 МГц (900 МГц) и попадает на делитель. Разностная частота 900,25 МГц делится на 9 и получается 100,027(7) кГц. Разница между паразитными 100 МГц от кварца и 100,027(7) и дает спур 27,(7) кГц. Поправьте меня , если я не прав .По всей видимости механизм обрзования спуров такой. Может ли решить эту проблему кваратурный DDS с квадратурным же смесителем ?

Не сочтите меня за ретрограда и брюзгу, тянущего обратно в средневековье, но некоторые соображения хотелось-бы высказать.
Если есть хотя-бы одна возможность не использовать DDS без особой надобности в синтезе - откажитесь от него,
как-бы вам не казалось это решение идущего в ногу со временем, тем более, что и не требуется миллигерцовый шаг.
Ваш проект с 1 МГц шагом это позволяет сделать, сэкономив при этом и нервы, и время.
Раз вы решили строить двухпетлевой - оффсетный синтезатор (хорошее решение) остался один шаг его завершить.
( Fig. 47 Part-4 и далее по тексту). Это собственно и есть ваш проект, когда оффсетный синтезатор шагает с 100 МГц шагом, а ведомый с 1 МГц.
Таким образом вы получаете более ожидаемый результат, с контролируемыми цифрами, отыграв при этом по фазовым шумам еще 5-6 дб.
Похоже вы наткнулись на те-же грабли, как и я в свое время, так и др., когда каждый пытается изобрести свою схему
компенсации фазового шума и спуров, о чем собственно и предупреждает Поляков из Advantex. (Оригинал статьи на advantex.ru)/
Грабли похоже здесь: клоки и частота DDS находятся в соотношении 1/3 , 1/4 , 1/5 ............ или крайне близких соотношениях. Продукты DDS в силу округления и дробности попадают в полосу ФАП и будучи умноженной в петле и приводят к таким результатам.
Ни в коем образом не претендую на истину в последней инстанции, это взгляд со стороны.

Перестраивать один из генераторов и посмотреть трек спура на ватерфале- по наклону трека можно судить о номере гармоники. Ну или по точкам, если ватерфала нет в наличии, но это гемор большой и легко неправильно спур идентифицировать.
Если спур из смесителя- то или смеситель перекачан - ослабьте сигнал или увеличте гетеродин, или несогласован по входу-выходу, особенно по побочным продуктам преобразования. Может прийдется ставить диплексоры с 50 омной нагрузкой, чтобы поглотить нежелательные продукты. Ну или неудачный выбор смесителя. А каковы уровни на смесителе и амплитуды нежелательных составляющих?
Квадратурный смеситель тут не поможет совершенно. Он нужен, если есть проблема с разделением ВБП от НБП после смесителя (когда диапазон перестройки ДДС низкочастотен относительно частот после смесителя и ФНЧ непомагает.

Что и требовалось доказать. Как я уже говорил в соседней ветке: преобразование ДДС вверх с последующим делением - смотрится красиво концептуально. Но на практике неизвестно, какие спуры окажутся выше: DDS-ные или миксерные. И уж совсем "смелое" решение ставить смеситель в петлю, где его паразиты умножаются.

использовать просто надо с умом, понимая ограничения - вот и все.

Уровни на смесителе составляют -20 dBm по сигналу 100 МГц и +5 dBm по сигналу 1 ГГц. Смеситель - HMC207. Уровень паразитных составляющих - около -68 дБ относительно несущей после деления. Вечером скину спектры и схему, перемеряю КСВ. А в целом - проблема свелась к блоку со смесителем, ППФ и и делителем..... В соседней ветке rloc приводил рисунок с публикации Александра Ченакина:
http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=60682

У меня в принципе то же самое, только коэффициент деления 9. Частоты те же - 100 МГц и 1 ГГц. Стоит сдвинуть или 100 МГц или 1 ГГц на килогерц - полтора -тут и начинаются проблемы.



Когда продумывалась идея синтезатора - был на рассмотрении и такой вариант. Дело в том, что синтезатор DDS AD9957 (частота опоры 1 ГГЦ от ФАПЧ умножителя со 100 МГц) в нужном диапазоне расстроек от несущей спуров не имел или имел их на достаточно низком уровне. Несложно нагрузить DDS на ФАПЧ повторитель (N=1) с полосой 50-100 кГц и за ней спуры подавятся, .А после расстроек 300-400 кГц и больше уже работает основная ФАПЧ.



Согласен, но как вы сказали, я тоже хорошо подумал, прежде чем ставить DDS. Зная, что при выбранном решении его спуры подымет на 18 дБ (20*log(8)), блок с DDS был разработан первым и проверен на соответствие насчет фазового шума и ПСС в полосе основной ФАПЧ. Да и проблема не в нем. Непонятно почему плохо себя ведет блок "смеситель- ППФ - делитель" даже при использовании сигналов с максимально возможной чистотой спектра (кварц 100 МГц и N8257)

Смеситель чуть недокачан, но наверно не в этом проблема. Для 9 гармоники конечно в даташитах ничего об уровнях спуров смесителя нет, но наверно с бороться с этим бесполезно.
Основная проблема ИМХО- ошибка в частотном плане. Т.е диапазон перестройки ДДС перекрывает опорную частоту 100 МГц и частоту ФД 100 Мгц.
Имело бы смысл от этого уйти. Например тупо сделать частоту ФД и опорные частоты 50 Мгц. Ну или разогнать ДДС до диапазона 125-150 мгц и поделить после смесителя не на 9, а на 7 например.

Приходила в голову такая же мысль. Попробую проверить.... Но не 125-50 МГц, а на диапазон 150-250 МГц с делением на 8 вместо 9 (больше симпатично, ибо 8 все-таки есть 2 в кубе) ,например, смешав частоту DDS с частотой опоры 100 МГц(дабы не растить спуры DDS) и подав все на ФАПЧ повторитель в качестве следящего ППФ, или просто прошив DDS на диапазон 150-250 МГЦ с ФАПЧ повторителем , тогда возникает вопрос не возникнет ли проблем, ибо есть частота DDS, равная удвоенной частоте ФД, хотя, возможно, это глупость. А уменьшать частоту работы ФД по понятным причинам ай как не хочется ...



P.S. Пока на работе, закончу измерения вечером выложу, что получилось.

Измерил кусок смеситель - ППФ - делитель и вот что получилось. ! Ггц взял фиксированным с того генератора, которым синхронизирую DDS-ки с тактом 1 Ггц. Характеристики источника - в приложенных файлах. Спектральная чистота E8257 достаточно высокая. Не знаю , в чем дело. По идее, спуры на выходе такой схемы должны давиться на коэффициент деления раз, а тут - черт знает что .... При подаче ровно 1 ГГц и 100 МГц все прекрасно -в спектре на выходе хорошая ровная спектральная составляющая частотой 100 МГц. Изменить частоту на доли килогерца - начинаются проблемы. Может с похожими узлами кто-нибудь имел схожие проблемы, при подавлении спуров DDS, например ?

Сдается что лезет в фапч 1ГГц подмешиваясь к его опоре. Локально ли питание опоры 100МГц , длинные ли от опоры провода до ФАПЧ 1G / Чист ли сигнал 1GHz на выходе перед фильтром при одновременной подаче 100,0005M на смеситель ?

Питания локальны, на опору 100МГц, как и на блок опоры 1 ГГц сделан отдельный малошумящий блок питания, по синфазной и дифференциальной помехе питание в обоих блоках развязано схемой из двух проходных трансформаторов. Да и блоки запитаны от гальванически развязанных лабораторных источников. Блок опоры и блок формирования 1 ГГц выполнены в соответственно латунных и алюминиевых корпусах. Длина кабеля до формирователя 1 ГГц от опоры 100 МГц примерно 12-14 см.



Вроде бы чист..... Завтра посмотрю повнимательнее.

Из серии "мыши, плакали, кололись, но продолжали есть кактус". Да выбросьте Вы Ваш смеситель. Задействуйте DDS на максимальных частотах с коэффициентом деления 20 и будет Вам шчасцэ: и шумы будут лучше и смесительных спуров не будет.

Как Вы сами видите, это не спуры, в последней схеме DDS нет. Но задачка не такая простая, как может показаться на первый взгляд. Рассмотрим случай с частотой DDS (E8257) = 100.1 МГц.

Комбинационные составляющие на выходе смесителя будут иметь следующий вид:

Fmix(n,m) = n*F1 +- m*F2

где n,m = 0,1,2 ...
F1 = 1000 MГц
F2 = 100.1 МГц

1000 - 100.1 = 899.9 МГц - центральная частота перед делителем

Fmix(0,+1) = 100.1 МГц
899.9/9 +- 100.1 = 99.99 + 0.11 МГц

Fmix(1,+1) = 1000 + 100.1 = 1100.1 МГц
1100.1 - 899.9 = 200.2 МГц
899.9/9 +- 200.2 = 99.99 + 0.22 МГц

Fmix(1,-3) = 1000 - 3*100.1 = 699.7 МГц
899.9 - 699.7 = 200.2 МГц
899.9/9 +- 200.2 = 99.99 + 0.22 МГц

Fmix(2,-9) = 2*1000 - 9*100.1 = 1099.1 МГц
1099.1 - 899.9 = 199.2 МГц
899.9/9 +- 199.2 = 99.99 - 0.77 МГц

Fmix(0,+7) = 7* 100.1 = 700.7 МГц
899.9 - 700.7 = 199.2 МГц
899.9/9 +- 199.2 = 99.99 - 0.77 МГц

Fmix(0,+9) = 9*100.1 = 900.9 МГц
900.9 - 899.9 = 1 МГц
899.9/9 +- 1 = 99.99 +- 1 МГц

За счет ограничения амплитуды и дополнительных комбинаций побочные составляющие станут симметричны относительно частоты 99.99 МГц и примут следующий вид: +-0.11, +-0.22, +-0.33 ... +-k*0.11 МГц. Или в общем виде

Fspur = +- k*|Fdds - (Fvco-Fdds)/Ndiv|

Но возникает вопрос: почему частоты +-0.44 и +-0.55 МГц значительно больше остальных?
Единственный вариант, который мне приходит в голову - внутри микросхемы HMC394 деление разбито на два /(2*N) (в данном случае /(2*4.5) ) или используется предделитель 2/3. Хорошо бы посмотреть анализатором частоту (1000 - 100.1)/2 = 449.95 МГц.

Классический вариант проблемы "разных опор".

Пути решения в самом простом случае - замена смесителя на умножитель (например ADL5391) или квадратурный балансный модулятор + ППФ с хорошим внеполосным подавлением (SAW, BAW, CR), в лучшем случае - принципиально другое построение, например

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

а где они там +-0.44 и +-0.55 ??
там же спуры в единицах и долях килогерца при расстройке на 50 или 100 кГц , а не комбинашки.

Прошу прощения, взял 100.1 МГц, вместо 100.0001 МГц, но по сути ничего не меняется.

Никоим образом не хотел бросить тень на DDS, тем более альтернативы ему на сегодняшний день особо и не видно.
Видимо я неудачно расставил акценты, предлагая его исключить.
То, что его надо использовать с умом - полностью согласен. На приобретение этого ума ушло изрядное количество времени. В нашем коллективе синтез не является генеральной линией, а неким ответвлением.
Когда особо и обсудить проблематику было не с кем, когда понабив массу шишек о грабли самим-же разбросанным,
когда доходило чуть-ли не до нервного срыва......................
Сейчас сквозь года смотрю на это с улыбкой.
Матка бозка, да как же раньше этого не видел.
И предлагая менее затратный (дедовский) способ для достижения тех-же результатов хотел лишь уберечь нервные клетки разработчика.
Хотя сам гибридный синтез, тех кто его освоит получит хороший задел в будущем.

по сути - на больших расстройках , на порядок шырше полосы PLL , спуров нет. Смеситель ? - нет , не он , имхо.

Master_MW , по Вашей структурной схеме непонятно какие уровни на смесителе, точнее написано минус 15 dbm и 0 dbm , а что куда подается и с какими уровнями на самом деле ?

В последнем случае DDS был исключен и 100.0001 МГц подавались с достаточно чистого E8257. При больших расстройках палки конечно могут уйти за пределы петли, но при плохой фильтрации на ППФ или в случае пролазов по питанию, могут появиться другие комбинашки.

Нас бы за такой частотный план расстреляли бы без приговора - все частоты кратные - и ПЧ, и ЛО, и РФ. Чет не запускается у меня миксер спур калькулятор на Хитайте - он вроде и мощности подсчитывает. Но ТС точно решил проверить таблицу MxN Spurious Outputs на 4 странице даташита на HMC207

Уважаемые коллеги, я прошу прощения за долгое отсутствие ..... Проверил изложенные здесь соображения по поводу выходу из ситуации. Выход нашелся, благодаря rloc, которому за это я бы хотел сказать отдельное БОЛЬШОЕ СПАСИБО



Сигнал Fvco/8 подается на вход RF смесителя, на вход IF смесителя подается сигнал от DDS. мощности, непосредственно подаваемые на смеситель, равны 0 dBm и -15 dBm по сигналу Fvco/8 и DDS.



Не помогло ....изменил частоту DDS на величину 200 МГц, делитель соответственно на 8, полосовой фильтр переделал на 800 МГц.... пусть и на других частотах , но спуры остались...
К месту оказалась архитектура, предложенная rloc, что и сняло проблему .... К месту пришлись старые поделки и макетки с предыдущих проектов, что позволило "на коленке" проверить предложенную архитектуру И притом ФШ оказался в полосе основной фАПЧ порядка 4-6 дБ лучше

Тогда вопрос к rloc теоретического плана. А а какой литературе такая архитектура ( с переменной частотой ФД) описана? И в чем ее "изюминка"? Почему именно это решение помогло избавится от спуров? Т.е нижняя часть с переносом ДДС на разностную частоту с опорой вопросов не вызыват. А вот формула Fvco=Fdds*N1(1+1/N2), а вернее ее член 1+1/N2 очень интересны.А то вот смотрю я на блок-схему ADF4007 и думаю, можно ли ее по подобной блок-схеме синтезатора применить? Вот только у нее коэффициент деления по опоре жестко задан.
Надеюсь, 'Master_MW' простит мне сей вопрос в его теме?

Архитектура подробно расписана в патенте у Александра, а также в его книге:
"Frequency synthesizers: concept to product", Alexander Chenakin, Artech House, Dec 2010

(1+1/N2) - получается, если поставить равенство между двумя частотами, приходящими на фазовый детектор: Fvco/N1 - Fdds = Fdds/N2

Прелесть схемы легко понять, если подробно на листочке расписать все преобразования на смесителе n*f1+-m*f2 и многократные отражения спур от 0 и удвоенной частоты делителя. Последнее для меня было менее всего теоретически понятно, продолжаю поиски соответствующей литературы. Единственное, что удалось отыскать - парочка очень полезных статей Fred Walls:

Effect of Aliasing on Spurs and PM Noise in Frequency Dividers
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Correlation Between Upper And Lower Noise Sidebands
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

В итоге получается, что спуры от близко стоящих комбинаций частот (как на картинках с частотами 100.0001 и 1000 МГц или 100.0005 и 1000 МГц) просто сливаются с основной.



Можно конечно, если мне не изменяет память, Александр в одной из статей упоминал ADF4002 для этих целей.


Поздравляю, очень быстро справились. Ждем результатов измерений.

Естественно он Вам это простит.... Пусть другие молодые специалисты посмотрят на мои предыдущие результаты и и не допускают подобных ошибок. А по поводу ЧФД - это действительно хороший вопрос.. У меня пока стоит недешевый HMC439QS16G, есть желание заменить его на ADF4108 (остались с прежних проектов), с минимальным контроллером (на складе фирмы со старых времен около полусотни Attiny 2313), с SPI. 2 килобайт флеша контроллера должно хватить, чтобы забросить в микросхему начальную конфигурацию. Цена 439-го - около 25 долларов на сайте производителя. ADF-ка с контроллером получиться раза в 4 дешевле. Плюс сразу готовая диагностика наличия захвата по фазе, не надо городить АД по выходам 439-го. По предварительным прикидкам, ФШ ADF4108 в полосе ФАПЧ для обсуждаемой схемы составит -223+10*log(10^8)+20*log(8)=-124 дБ/Гц. Идею ставить в такую схему ADF4007 не поддерживаю по причине наличия там жесткого делителя на два по входу Ref in. Ну зачем искусственно занижать максимально возможную частоту работы ЧФД?




В обязательном порядке. Мне просто повезло - практически все было на макетках, кроме ФНЧ по выходу смесителя.Лишь небольшое уточнение - частоту опоры 1 ГГЦ взял с генератора E8257D, но вряд ли это принципиально. Не думаю, что частота 1 ГГц с умноженного на ДНЗ на 10 ГК87-ТС окажется хуже по ФШ, нежели сигнал с генератора. Пока в цифрах - на частоте 8002 МГц получено на расстройке 1 кГц от несущей -111 дБ/Гц, на расстройке 10 кГц от несущей -113 дБ/Гц, 100 кГц от несущей -117 дБ/Гц.
Графики выложу в понедельник - вторник .

Вы хотели сказать 10*log(10^8) ? Вижу, что опечатка, иначе не получилось -124 дБн/Гц.


Частота ФД от этого меньше не становится, даже наоборот больше - 120 МГц. Делитель как раз делает чистый меандр, что может и повышает частоту.

Исправил

Я просто имел в виду, что при одной и той же частоте на выходе ФНЧ при использовании ADF4007 и 4108 частота будет в два раза меньше (В диапазоне до 104 МГц, разумеется).

В последней схеме немного слукавил при преобразовании DDS вверх. Можно рассмотреть еще вариант с мЕньшим количеством и более высокого порядка спур на смесителе. Но опять же остается умножение на 8 в петле, это надо отдельно думать.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Простейшее, что напрашивается - следящий фильтр на ФАПЧ по выходу DDS. Можно использовать и более изощренные методы, с уже упоминавшимся делением, например.... Посмотрел на спектр DDS - ближайшие спуры отстоят на величину около 350 - 400 кГц и ниже несущей на 85-90 дБ дБ... Думаю, при таком расположении нетрудно подавить их при помощи ФАПЧ с ФНЧ второго порядка ещё на 20 дБ, не особо ухудшив ФШ DDS. Этого должно быть более чем достаточно.

Привожу обещанные результаты измерений, частота все та же - 8002 МГц.

Master_MW, а Вы так и не попробовали поставить ADF4108 вместо HMC439?

Поставили задачу такую же как в вашем проекте, шумы на 1 кГц - не менее 101 дБс/Гц, скорость перестройки не более 100мкс, диапазон 7892,5-8110 МГц.

Надеюсь никто не будет против, если попрошу небольшого ликбеза по схеме предложенной ув. rloc http://electronix.ru/forum/index.php?act=a...st&id=61223.

Если я правильно понял, прелесть этой структуры заключается в том что сравнение происходит на частотах 75-125 МГц, в то время как коэффициент деления в петле ФАПЧ всего 8 (18 Дб ухудшение ФШ). А как ФАПЧ захватывается?

Н-р ДДС выдает частоту 100 МГц,с выхода смесителя получаем 1000-100=900 МГц и делим на 9=100 МГц, это один вход ЧФД. При этом, если коэф. умножение в петле 8 на выходе ГУН имеем Fvco=Fdds*N1*(1+1/N2) или Fvco=900*8*(1+1/9)=900*8(1.(1))=900*8.(8)=8000 МГц, а вот куда делась та самая дробность или это и есть реализация дробных синтезаторов, только с оффсетом?

Возможно ли отдаленно промоделировать в ADsimPLL если привести эту схему к однопетлевой. Если, например, шумы с ДДС взять из даташита AD9912 (100 Гц - -123; 1к - -133; 100к - -143; 1М - -150) и уменьшить на 20log9 = 19 дБ, это один вход ФАПЧа, а на второй вход подавать частоту 800 МГц с ГУНа, частоты генерации которого исправлены в модели того же HMC509LP5.

//(то есть деленные на Fvco/(N1(1+1/N2)). (8000-->900 МГц по формуле).) тут не стыковка у меня получается.

Вроде результаты получаются схожие... жду жесткой критики=)

Эти микросхемы в общем случае для различных задач. И устройства ЧФД 439 и 4108 имеют различия. Так, 439 не имеет устройства зарядовой накачки , в отличие от 4108. Если вкладываетесь в ТЗ с использованием 4108- замечательно. Но следует учитывать минимальный коэффициент деления (N=BP+A). Он не может быть равен единице. Таким образом непосредственно на 4108 вы 439 не замените. Далее. Максимальные частоты работы ЧФД 104 МГц и 1300 МГц у 4108 и 439 соответственно.


Прелесть этой схемы в ином. Она расписана в патенте у Александра. Если расписать все гармоники от смесителя и вычислить их интермодуляции относительно выходной частоты (включая зеркальные отражения от нулевой частоты) - то можно увидеть, что все они совпадают с основной частотой. То есть, смеситель не обогащает сигнал спурами на ближних отсройках при любых возможных значениях входной выходной частот. К DDS это не относится. Имеется виду часть схемы, куда подается входная частота 875-925 МГц. Это уже объяснял Rloc.

Для надежного захвата можно поставить разрыв цепи между ФНЧ и ГУН поставил сумматор с источником опорного напряжения . Таким образом, можно было бы осуществлять грубую настройку ГУН сумматором и источником опорного напряжения , а ФАПЧ уже осуществляла бы точный захват частоты. В книге Манассевича про это подробно рассказано.




Формула для выходной частоты достаточно однозначна. Подставляйте требуемые коэффициенты деления и частоты и результат будет точным. Необходимо лишь учитывать какое именно преобразование частоты на смесителе. Для других частот может оказаться, что частота ГУН, деленная на 8 меньше, чем опорная частота, и тогда в формуле измениться знак с плюса на минус.



Лучше разбирайтесь с теорией работы подобных систем. Если планируете заниматься синтезаторами в дальнейшем - теоретически нужно быть хорошо подкованным, ИМХО. Имея на руках функциональную схему, передаточные функции каждого звена, и владея навыками из радиоавтоматики , можно с полным пониманием вопроса промоделировать многоконтурную следящую систему, рассчитать ее исходя из заданных параметров (запасов устойчивости, полосы петли ФАПЧ и т.д.) Готовые программы - это хорошо, ими можно и нужно пользоваться, но следует полностью понимать принципы работы того, что Вы моделируете.
Рекомендую для начала:

Книгу Манассевича по синтезаторам (на просторах Сети, думаю, найдете самостоятельно)
Frequency Synthesizers: From Concept to Product by Alexander Chenakin.
http://www.geocities.ws/fudinggepll/PLLProj.pdf

Напомните пожалуйста, это относится к коэффициентам 9 и 8 или к любым натуральным N и N+1? И работае ли это с прескалерами типа 8/9, 16/17, 32/33, 64/65? В каких микросхемах синтезаторов можно принудительно установить коэффициент пересчета прескалера как на N так и на N+1 манипуляцией с регистрами?

В 2011-ом я экспериментировал с этой схемой с различными коэффициентами деления. Сначала стоял ГУН HMC508, позже - собрал на HMC587 от 5 до 10 ГГц. В обоих случаях перед ГУН стоял сумматор и источник опорного напряжения, для грубой настройки ГУН. Баловался с различными коэффициентами деления
(делители в случае с 587-ым ГУН стояли: центеллакс на цепь ГУН и HMC983 на деление опоры) - не обязательно N и N+1. были варианты N и N+2 и N и N+3. Всего уже не помню, 4 года прошло. Опорная частота на ЧФД была не выше 150 МГц (ограничение 983-го делителя). Экспериментально прощупывался весь диапазон от 5 до 10 ГГц - побочных палок не было. В экспериментах опорный сигнал подавался с Agilent E8257. Проблемы с обогащением возникали только при дробном коэффициенте деления 983-го делителя (Integer Boundary spur). В целочисленном же режиме проблем с чистотой спектра не было.



Я не проверял это экспериментально. Схему гонял только с целочисленными делителями плюс HMC983. Но я бы такие делители (8/9, 16/17, 32/33, 64/65) в эту схему не ставил.



К сожалению, я не могу дать ответ на данный вопрос. Видимо, слабовато все-таки знаю элементную базу..... Возможно, сможет ответить кто-либо из более опытных форумчан.....

У меня сложилось впечатление, что в многоконтурных схемах такие делители только вредны, потому и не актуальны. Но могу и ошибаться...

Идея состояла в том чтобы использовать готовые прескалеры в микросхемах синтезаторов и вывести сразу прсле перскалера сигнал наружу через тестовые выходы. Но во многих микросхемах слишком низкие коэффициенты пересчета запрещены, а в других не получится предустановить прескалер в N+1 cостояние. Остаются только старые древние дискретные прескалеры, где вход модуля был отдельным выводом.

Сегодня мне скорректировали ТЗ, теперь диапазон 8506,25 - 8620 МГц, сетка 1,25 МГц, шумы на 2 кГц не менее 101 дБс/Гц, скорость переключения не менее 100 мкс.

Так получилось, структура предложенная тов. rloc, оказалась хорошо применима. Просьба оценить то, что у меня получилось накидать, какие подводные камни меня ожидают и где я накосячил в структуре (возможно).

Фильтры ПАВ использовать нельзя?
ДДС я бы не стал пользовать. Вместо него пойдет и MAX2871 с делением частоты на 32 в нужный диапазон и ручной предустановкой ГУН. И почему-бы не взять опору с выходом КМОП и сходу братьпятую гармонику ПАВом?

Можно и проще, только чтобы наверняка это утверждать, мне не известен весь профиль шумов.

Например, делаем одноконтурную целочисленную ФАПЧ 8-10 ГГц (4-5 ГГц) с шагом перестройки 20 МГц (10 МГц), затем делим на 16 (8) и подмешиваем к 8 ГГц.
Фильтруем узкополосным волноводным фильтром.

Но если хочется разработать перспективную схему, то лучше остановиться на выбранной архитектуре. Только DDS точно не нужен.

Ваша схема к структуре, предложенной в свое время Алексеем (rloc), отношения не имеет.

Есть еще, над чем поработать в схеме. Где-то так должно получиться с 4002. Хотя можно продавить пониже.

Да, и вариант умножить отфильтрованный DDS тоже имеет право на жысть благодаря узкому диапазону перестройки. Особенно, если DDS=FPGA+DAC. Я бы рискнул...

Выше уже писали что ошибка- брать DDS за опору ФАПЧа. Во всяком случае без особой необходимости, а необходимости нет.
Почему вы с таким упорством продолжаете это делать?

Извиняюсь, что долго не отвечал, разбираюсь с математикой подсчета шумов таких систем (как то туго идет),

Dr.Drew, спасибо за наглядную картинку. По поводу пав фильтров и КМОП опоры: ПАВ фильтры - без проблем, опора утверждена синусоидальная, идет из внешнего модуля (синхронизирован с GPS)

VCO, интересный вариант, только с волноводными фильтрами на практике совсем не знаком.

Sergey Beltchicov, не соглашусь с Вами. В Сообщении #29 rloc предложил именно подобную структуру синтезатора с разницей в опорной частоте 900 МГц у него и 1000 МГц у меня, это же вроде не самая главная вещь, ну и то что вместо ЧФД я пристроил готовую микросхему ФАПЧ...

__Sergey_, а что вы называете особой необходимостью? Высокое разрешение по частоте?

Куда более выигрышной является схема Алексея из сообщения 16. Я собственно, о ней и говорил. Да и вы ранее упоминали именно ее. А разница вот в чем: в схеме Алексея нет смесительных спуров, потому что любая выходная частота ГУНа является математически точной гармоникой частоты сравнения. И достигается это перестраиваемой подставкой. У вас подставка фиксированная, и частота синтезатора частоте сравнения не кратна. Это принципиальная разница.

Алексей спуры DDS уменьшает (апконверсия, фильтрация и деление) и поэтому, несмотря на наличие делителя в основном кольце, они не будут деградировать, а даже немного улучшатся. А у вас тупо возрастут на 18дБ. Остается надеяться только на узкий диапазон перестройки. Таким образом, у вас куда более примитивный синтезатор, несмотря на внешнюю "похожесть" частот.

Ну и поставив адфку вместо 439й, вы сходу проиграли 10дБ по фазовым шумам. Но это, может быть, и оправдано, если вы воюете за каждый миллиампер.

Именно так. У ТСа шаг перестройки не абалденно маленький. Даже если нужен маленький шаг, ДДС не берут в качестве опоры, а подмешивают после. Я до сих пор не видел ни одного серьезного синтезатора, в котором в качестве опоры был ДДС. Вы боитесь спуров смесителя больше чем спуров ДДС - это по-моему в корне не верно.
Синтезатор поднимает спуры ДДС на 20log(n)+10 db а то и больше на границе петли ФАПЧ, и от этого никуда не деться!

Я не имел в виду опору ФАПЧ, я имел в виду прямое умножение DDS, перестраиваемого и отфильтрованного в узкой полосе.

Что касаемо варианта ФАПЧ, я его тоже уже описал выше. Там, разумеется, никакого DDS нет. Внимательнее читайте...

Вы не учитываете возможности подавления спур DDS с помощью смешивания с опорой и деления ценою сужения полосы.
В дополнение к этому возможен ещё один каскад узкополосной фильтрации, убирающей спуры на дальних отстройках.
В данном случае полоса достаточно узкая, поэтому эта технология вполне применима и возможно прямое умножение DDS.

Ну а сам DDS актуален прежде всего своими низкими шумами, которые также будут снижены после смешивания и деления.

А почему они на 18дБ возрастут, если сигнал DDS в петле умножается на 4? Может на 12дБ? Речь я так понял про схему из сообщения http://electronix.ru/forum/index.php?showt...t&p=1372517 ?

Коэффициент деления в петле 8. На схеме virustek он разбит на два коэффициента 4 и 2 (двойка нарисована мелким шрифтом в значке ГУНа). То есть, как я понял, сигнал ГУНа для кольца планируется брать со специального копыта 509й микрухи, где имеется встроенный прескалер.