В данном случае у нас речь о "microstrip", как ПП так и калибровок, а значит имеет место быть распространение сигнала в двух средах: диэлектрике и воздухе. Эффективная диэлектрическая проницаемость (ЭДП) - это как раз и есть то понятие, которое характеризует дисперсию сигнала из-за распространения в разных средах и зависит от толщины линии. Для TRL калибровки важное значение имеет задержка или фазовый набег, которые трудно точно измерить для линий "microstrip". По материалам научных статей, ЭДП является большой головной болью.


В конечном итоге получается, что калибровочные "delay line" тоже моделируются, либо измеряются с помощью других моделированных линий. Так не лучше ли исключить промежуточные измерения/моделирования?


У Вас есть данные по точности, которые дают эти вставки?


Хорошая контора.


Когда автор нарисует свою топологию и повторит сопротивления по основной частоте, а полоса окажется уже чем надо, будет знать в какую сторону "копать".

Мне кажется, что Вы хотите получить какую-то нереальную точность от калибровки. Про ЭДП я в курсе и насчёт большой головной боли по этому поводу Вы зря. В книге Фуско «СВЧ цепи…» приводится два метода расчёта волнового сопротивления микрополосковой линии для разных соотношений W/h. Каждый метод, по словам автора, даёт погрешность расчёта волнового сопротивления microstrip не более 1 %. Сам пользуюсь TXLine от AWR. И никаких расхождений от EM-моделирования простой полосковой линии мною замечено не было.

Если длина Thru нулевая (а так чаще всего и предполагается при TRL-калибровке контактных устройств или реальных усилителей), то проблемы с задержкой и фазовым набегом исключаются автоматически. Посмотрите как устроены Test Fixture, например, у Maury MW http://www.maurymw.com/pdf/datasheets/4T-005.pdf


Не лучше! Delay line очень широкополосная. И никаких сверх сложных моделирований не надо делать, чтобы с высокой точностью рассчитать её
волновое сопротивление. И даже если предположить, что волновое сопротивление линии определено с огромнейшей погрешностью, предположим 20%. То и импеданс транзистора будет определяться примерно с такой же систематической погрешностью. Даже при такой ошибке КСВН нагрузки «усилителя» не превысит 1,2. Что является далеко не плохим показателем (особенно для входа) и потому есть от чего отталкиваться.

А вот моделирование топологии усилителя с целью отыскания оптимального импеданса оказалось бесполезным занятием! Особенно, если усилитель имеет сложные цепи согласования и их большую трансформацию. Небольшая ошибка симулятора, диэлектрической проницаемости материала платы — сразу уход частоты. Импеданс уносит куда попало! Представьте, какие проблемы, если имеются сосредоточенные элементы (индуктивности, конденсаторы), коаксиальные кабели… Да и вообще цепи смещения, выполненные в виде Lambda/4 микрополосковых линий и заканчивающихся на конце шунтирующим конденсатором, перекошенная топология после неудачной подрезки или наклейки фольги. С таким арсеналом плохо моделирующихся элементов шанс уйти от истинного значения импеданса очень велик!

Данных по точности именно для вставок нет. Только номинал волнового сопротивления.
В даташите приводится диаграмма Смита и частотная зависимость |S21|, «половинки» экспоненциального перехода Test Fixture. Видно, что всё хорошо работает в заявленном диапазоне частот. Смысла не доверять Maury MW не вижу. Более того, измерял диэлектрическую проницаемость материала плат и вставок на 1 МГц и пересчитывал волновое сопротивление. Всё чётко.

Вряд ли тут гармоники ему чем-то помогут. Импеданс нагрузки почти чисто активный. Проблем с полосой быть недолжно, особенно если трансформацию сопротивления осуществить в два (и более) приёма. Предполагается использовать ступенчатый переход (можно поиграться даже с линейным или экспоненциальным переходом). Но слишком длинные и сложные цепи согласования могут иметь бОльшие потери, хоть и обеспечивают лучшую широкополосность.