Ищется микросхема, которая могла бы при пропадании минуса на затворе GaN СВЧ транзистора разрывать питание стока. На рассыпухе городить меньше охота, может есть готовые решения?

На сколько я понимаю порог срабатывания защиты устанавливается резистором в токовом зеркале? Не сильно будет плавать порог, при изменении температуры?


Спасибо за совет! Буду изучать этот вариант. Единственное напрягает значение Rds on. Хотелось бы меньше, токи будут 10 А.

Вот сам прикинул примерную схему, если будет желание, покритикуйте её.

Посмотрите более мощный аналог AUIPS7221R. Или поищите на http://ec.irf.com/v6/en/US/adirect/ir
Вообще я обычно включаю схему так:

Сообщение отредактировал Berez - Dec 7 2013, 15:37

Это основа термостабилизации, во всех учебниках про операционные усилители написано. Подразумевается, что будет использована согласованная пара, на одном кристалле.

Вариант Berez, AUIPS7221R, мне тоже нравится, и быстродействие неплохое. Пробуйте.


Необходимость в гальванической развязке не понятна. Порог будет плавать, и большей частью не из-за стабилитрона, а температурной нестабильности светодиода (большое падение напряжения). А стоит ли овчинка выделки при стоимости готовых микросхем ~2$ ?

Да, на счёт плаванья порога светодиода я не подумал. Попробую вариант от Berez, единственное смущает, что это не совсем документированная возможность.

Думаю, что такая схема дает невысокую стабильность порога срабатывания защиты. Плавает коэффициент передачи токового зеркала от температуры т.к. напряжения на коллекторах сильно отличается (можно было бы резисторы в эмиттеры поставить). Два транзистора на одном кристалле не спасут. Но это всё мелочи.
Интеллектуальный ключ, я думаю, имеет не очень стабильный порог срабатывания по входному току (см. datasheet). Так же непонятно, что будет, если на IN подать большой отрицательный потенциал, относительно IFB, как в Вашей схеме. В даташите такой режим эксплуатации не предусмотрен. Я бы резистор R2 завёл на минус DC2 или поставил бы защитный диод на ногу IN.

Всё бы хорошо, только Ваша схема, вероятнее всего, подаст на сток GaN напряжение раньше, чем запустится приличный стабилизатор отрицательного напряжения. Поэтому лучше отслеживать отрицательное напряжение на выходе стабилизатора. Этим Вы решите проблему с задержками включения стабилизатора, плюс будет работать защита если этот стабилизатор выйдет из строя. Кроме того, если подать на вход стабилизатора отрицательное напряжение минус 15 В, то граница максимально допустимого напряжения 65 В (Vcc-Vgnd) будет рядом. Никто не гарантирует, что на шине +50В (напряжение питания GaN транзистора) нет выбросов.
P.S. Я бы ограничился простеньким компаратором и обыкновенным DMOS-ключом. Получилась бы отличная стабильность порога и быстродействие срабатывания защиты. Кроме того, никаких дефицитных (технологически сложных) элементов.

Сообщение отредактировал MePavel - Dec 8 2013, 09:05

Цифры в студию!

А что цифры. Посмотрите даташит Вами же рекомендованной AUIPS7145R. Порог срабатывания по входному току колеблется от 0,6 до 4 мА при температуре T=25 С. Поэтому стоит ожидать, что температурная зависимость "подтягивающего" источника тока в IPS будет соответствующая.
Задача защиты иметь точный порог срабатывания по напряжению затвор-исток GaN HEMT. Современные мощные радиочастотные GaN имеют большую крутизну и невысокую максимально-допустимую мощность рассеивания. Время саморазогрева кристалла очень небольшое. Следовательно порог защиты по входному смещению должен быть настроен на такой ток стока, при котором мощность рассеивания на канале не превышает максимально допустимую. Для реальных GaN HEMT, например, фирмы NXP или TriQuint, целесообразно делать порог защиты на 0,5-1 В выше напряжения входного смещения. Следовательно точность поддержания порога защиты должна быть где-то в районе 0,1-0,2 В (или что-то этого порядка).
То что предложили Вы, будет давать погрешность в разы отталкиваясь от напряжения отсечки, т.е. единицы вольт. Любой GaN давно вылетит. Плюс схема явно требует индивидуальной подстройки под каждую микросхему IPS.
Вот у меня возникает вопрос зачем изобретать схему с преобразованием напряжения в ток, потом этот ток достаточно нелинейно отзеркаливать и сравнивать его с нестабильным источником тока в самой микросхеме IPS,
когда требуется просто сравнить напряжение на затворе с источником опорного напряжения? Иными словами не проще ли использовать обычный аналоговый компаратор напряжения?
P.S. А что касается нестабильности коэффициента передачи простейшего токового зеркала (как у Вас на схеме) и цифр, то это можно почитать в любом учебнике по схемотехнике. Из-за эффекта Эрли и разности напряжений Uкэ 5-10 В погрешность коэффициента передачи может быть примерно 5-20%. Разность мощностей, выделяемых на переходе двух транзисторов приведёт к соответствующей разности температур-> соответственно к разности Hfe и т.д.
Но всё это мелочи, по сравнению с тем, что источник "опорного тока" в AUIPS7145R вообще не пригоден для аналоговых сравнений. Только "да" или "нет". Тем более ещё и гистеререзис у встроенного компаратора не маленький, который даст большую разность между порогом включения и выключения. Что неприемлимо для данного применения.

Сообщение отредактировал MePavel - Dec 8 2013, 15:48

Речь не о конкретных GaN транзисторах, а о голословном утверждении. Так 5 или 20 %, допустим для BC850 или аналогичных, не надо на учебники перенаправлять.

Речь шла об эффекте Эрли. Прикрепил файл в MC9 и результаты DC анализа токового зеркала на BC550. На зависимости DC анализа изображен выходной ток токового зеркала от напряжения Uкэ. Я думаю комментарии излишни. И это при использовании простейших моделей одинаковых транзисторов с одинаковыми температурами перехода.

К Эрли вопросов нет, понятно. Температурная стабильность какая будет?

Тепловое сопротивление BC850 - 500 К/Вт. Для нормального срабатывания IPS по входу IN нужен ток не менее 4 мА. Считаем что Uкэ=10 В для "выходного" транзистора.
Итого получаем. Мощность на "входном" транзисторе 0,7В*4мА = 2,8 мВт, на выходном 10В*4мА=40 мВт. Температура переходов будет отличаться на величину (40-2.8) мВт * 500 К/Вт = 18,6 K. А отсюда уже делайте выводы насколько хорошо это токовое зеркало. Коэффициент передачи зависит как от напряжения Uкэ, так и от разности температур. Напряжение Uкэ может быть разным, т.е. ничто его не фиксирует. Мощность тоже. Отсюда получаем суммарную погрешность из-за эффекта Эрли и разности температур. Плюс погрешность нелинейной зависимости параметров биполярного транзистора от температуры.
Но как я писал, всё это мелочи (хотя, вообще говоря, не такие уж и мелочи, когда необходима нормальная точность), по сравнению тем, что Вы в качестве эталонного уровня взяли встроенный источник тока в IPS. Это всё равно что использовать КМОП-инвертор в качестве аналогового компаратора напряжения. Или источник напряжения, у которого выходное напряжение колеблется от 0,6 до 4 В.

Кручу, верчу, запутать хочу ) Ладно, оставим в покое токовое зеркало. Мое мнение - не гнаться за десятыми долями и делать защиту по принципу "да-нет", максимум - с порогом 80%. А если религия не позволяет, то сразу брать LDO с выходом состояния готовности и далее как в 16 посту.

Если уж по принципу "да-нет" делать, то надо будет полагаться во-первых, что источник отрицательного питания никогда не откажет (т.е. будет всегда выдавать заданное напряжение), а во-вторых появится необходимость в чётком разделении временных промежутков, когда подаётся/отключается смещение и когда подаётся/отключается питание стока GaN. Ну допустим при включении эти временные промежутки можно разделить, а при выключении уже придётся подумать.
Не проще ли добавить аналоговый компаратор и отслеживать уровень 80-90% от номинального напряжения (с точностью 1-5%) на неподвижных контактах подстроечного резистора в смещении затвора?

Слишком абстрактно, никак не похоже на определение аварийного случая. Может проще ограничить ток стока.

Если просто ограничить ток стока на уровне Ip_max, соответствующем максимально допустимой мощности рассеивания при заданном напряжении питания, то не получим номинальную выходную мощность.