Ищется микросхема, которая могла бы при пропадании минуса на затворе GaN СВЧ транзистора разрывать питание стока. На рассыпухе городить меньше охота, может есть готовые решения?

http://parametric.linear.com/GaAsFET_Bias_Generators

.

Вы меня не совсем правильно поняли, мне не нужен dc/dc конвертер, мне нужен драйвер, который будет отрубать питание транзистора при отсутствии минуса на затворе.

Посмотрите на эти, может быть подойдут

HMC920LP5E,HMC980LP5E Hittite


X9470 XICOR

MAX881R

Я ползовался LTC1261. У нее специальный вывод есть REG, который управляет мощный PMOSFET в дрейне GaNi при потерe регуляции.
Максимальное напряжение на REG 12V - нужен дополнительной транзистор для управления PMOS-a.

.

К сожалению все вышеперечисленные варианты не подходят, т.к. напряжение питания стока +50 В. А на затвор для наших целей надо -6 В. И желательно всё в одной микросхеме, ну максимум один дополнительный полевик. Но приведённые микросхемы интересные, спасибо за советы.

Почему же не подходят? В LTC1261 максимальное напряжение питания 9 В. В режиме Tripler Mode соответственно можно получить до 17-18 вольт отрицательных напряжений. Разумно стабилизированные отрицательные минус 9 вольт вроде как тоже не проблема (см. datasheet ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS ->Output Voltage). Итого одна микросхема и один DMOS-ключ. Всё как Вам и надо.

А если воспользоваться рекомендованой схемой
Чем такая не устраивает?
Кстати: микросхема уже ранее рекомендовалась вам

Вот готовое решение. Проверено, всё надёжно работает. Решает сразу несколько проблем - генерацию минуса на затворе, формирование последовательности затвор-сток, защиту от пропадания всего чего угодно, плавный запуск при ограничении на потребляемый ток при старте.

Да, но максимальное напряжение на REG +12 В. На сколько я понимаю одного полевика и этой микросхемы не хватит, чтобы открвать/закрывать сток СВЧ транзистора. А по остальным очень интересные решения, но к сожалению требуют много места (как минимум 2 дополнительных каскада). Изначально предполагалось, что есть микросхемы со встроенным ключом, не требующие внешних полевиков. Думаю, что остановлюсь на LTC1261 или MAX881R, если не найду ничего интереснее.

.................

Ничего страшного, что на выводе REG может быть максимум +12 В. Последовательно с выходом REG просто включается маломощный стабилитрон с напряжением стабилизации 40-42 В плюс резистор где-то 1 к. Затвор-исток внешнего полевика шунтируется параллельной связкой - резистор 5-10 к || стабилитрон 12 В.
Конечно лучше вместо стабилитрона на 40-42 В использовать маломощный NPN биполярный транзистор включенный по схеме с ОБ. База заводится на источник питания 7-9 В, который питает LTC1261. Эмиттер связывается с выходом REG через резистор 3.3к. Коллектор подключается к затвору внешнего полевика. В общем элементов минимум.
Тут меня больше интересует вопрос каковы требования к пульсациям напряжения смещения GaN-транзистора?
Считаю, что с этой точки зрения микросхема LTC1261 не очень продуманна. Додумались соединить выход сигнала ООС с входом компаратора, который должен отдельно отслеживать напряжение на затворе! Таким образом, если захочется поставить приличный ФНЧ на смещение, чтобы хорошо сгладить пульсации, то нормально отслеживать напряжение на затворе без больших задержек не получится.

Очень сомневаюсь, что Вы найдете микросхему со встроенным мощным ключом, да ещё и рассчитанным на высокие напряжения. Технологически на одном кристалле совместить хорошую аналоговую, "цифровую" и силовую часть весьма непросто.

Да, пульсации критичны, поэтому всё-таки думаю оказаться от микросхемы со встроенным источником минуса. Думаю брать хороший минус от БП модуля, и делать защиту на рассыпухе(места нужно будет не больше, чем с микросхемой).

Берёте IPS521G.
НО! этот кристалл позволяет инвертировать упр. сигналы, т.е. можно подавать -5 на Logik GND и 0 в на вход управления (IN). Всё работает, инфа 100%. Сам всё время ставлю на защиту по питанию, только не дал GaN (ещё с ними не работал), а для AsGa. Выключаю усилитель просто выдёргивая минус с БП! Ни разу не дала осечки, все усилители живы-здоровы.
Единственное - это относительно невысокое быстродействие, рекомендую на минус ставить через диод конденсатор, чтобы он попридержал минус на затворе пока ключ сработает (100 мкс).

Вот еще один вариант прикинул


Нажмите для просмотра прикрепленного файла

На сколько я понимаю порог срабатывания защиты устанавливается резистором в токовом зеркале? Не сильно будет плавать порог, при изменении температуры?


Спасибо за совет! Буду изучать этот вариант. Единственное напрягает значение Rds on. Хотелось бы меньше, токи будут 10 А.

Вот сам прикинул примерную схему, если будет желание, покритикуйте её.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Посмотрите более мощный аналог AUIPS7221R. Или поищите на http://ec.irf.com/v6/en/US/adirect/ir
Вообще я обычно включаю схему так:

Это основа термостабилизации, во всех учебниках про операционные усилители написано. Подразумевается, что будет использована согласованная пара, на одном кристалле.

Вариант Berez, AUIPS7221R, мне тоже нравится, и быстродействие неплохое. Пробуйте.


Необходимость в гальванической развязке не понятна. Порог будет плавать, и большей частью не из-за стабилитрона, а температурной нестабильности светодиода (большое падение напряжения). А стоит ли овчинка выделки при стоимости готовых микросхем ~2$ ?

Да, на счёт плаванья порога светодиода я не подумал. Попробую вариант от Berez, единственное смущает, что это не совсем документированная возможность.

Думаю, что такая схема дает невысокую стабильность порога срабатывания защиты. Плавает коэффициент передачи токового зеркала от температуры т.к. напряжения на коллекторах сильно отличается (можно было бы резисторы в эмиттеры поставить). Два транзистора на одном кристалле не спасут. Но это всё мелочи.
Интеллектуальный ключ, я думаю, имеет не очень стабильный порог срабатывания по входному току (см. datasheet). Так же непонятно, что будет, если на IN подать большой отрицательный потенциал, относительно IFB, как в Вашей схеме. В даташите такой режим эксплуатации не предусмотрен. Я бы резистор R2 завёл на минус DC2 или поставил бы защитный диод на ногу IN.

Всё бы хорошо, только Ваша схема, вероятнее всего, подаст на сток GaN напряжение раньше, чем запустится приличный стабилизатор отрицательного напряжения. Поэтому лучше отслеживать отрицательное напряжение на выходе стабилизатора. Этим Вы решите проблему с задержками включения стабилизатора, плюс будет работать защита если этот стабилизатор выйдет из строя. Кроме того, если подать на вход стабилизатора отрицательное напряжение минус 15 В, то граница максимально допустимого напряжения 65 В (Vcc-Vgnd) будет рядом. Никто не гарантирует, что на шине +50В (напряжение питания GaN транзистора) нет выбросов.
P.S. Я бы ограничился простеньким компаратором и обыкновенным DMOS-ключом. Получилась бы отличная стабильность порога и быстродействие срабатывания защиты. Кроме того, никаких дефицитных (технологически сложных) элементов.

Цифры в студию!

А что цифры. Посмотрите даташит Вами же рекомендованной AUIPS7145R. Порог срабатывания по входному току колеблется от 0,6 до 4 мА при температуре T=25 С. Поэтому стоит ожидать, что температурная зависимость "подтягивающего" источника тока в IPS будет соответствующая.
Задача защиты иметь точный порог срабатывания по напряжению затвор-исток GaN HEMT. Современные мощные радиочастотные GaN имеют большую крутизну и невысокую максимально-допустимую мощность рассеивания. Время саморазогрева кристалла очень небольшое. Следовательно порог защиты по входному смещению должен быть настроен на такой ток стока, при котором мощность рассеивания на канале не превышает максимально допустимую. Для реальных GaN HEMT, например, фирмы NXP или TriQuint, целесообразно делать порог защиты на 0,5-1 В выше напряжения входного смещения. Следовательно точность поддержания порога защиты должна быть где-то в районе 0,1-0,2 В (или что-то этого порядка).
То что предложили Вы, будет давать погрешность в разы отталкиваясь от напряжения отсечки, т.е. единицы вольт. Любой GaN давно вылетит. Плюс схема явно требует индивидуальной подстройки под каждую микросхему IPS.
Вот у меня возникает вопрос зачем изобретать схему с преобразованием напряжения в ток, потом этот ток достаточно нелинейно отзеркаливать и сравнивать его с нестабильным источником тока в самой микросхеме IPS,
когда требуется просто сравнить напряжение на затворе с источником опорного напряжения? Иными словами не проще ли использовать обычный аналоговый компаратор напряжения?
P.S. А что касается нестабильности коэффициента передачи простейшего токового зеркала (как у Вас на схеме) и цифр, то это можно почитать в любом учебнике по схемотехнике. Из-за эффекта Эрли и разности напряжений Uкэ 5-10 В погрешность коэффициента передачи может быть примерно 5-20%. Разность мощностей, выделяемых на переходе двух транзисторов приведёт к соответствующей разности температур-> соответственно к разности Hfe и т.д.
Но всё это мелочи, по сравнению с тем, что источник "опорного тока" в AUIPS7145R вообще не пригоден для аналоговых сравнений. Только "да" или "нет". Тем более ещё и гистеререзис у встроенного компаратора не маленький, который даст большую разность между порогом включения и выключения. Что неприемлимо для данного применения.

Речь не о конкретных GaN транзисторах, а о голословном утверждении. Так 5 или 20 %, допустим для BC850 или аналогичных, не надо на учебники перенаправлять.

Речь шла об эффекте Эрли. Прикрепил файл в MC9 и результаты DC анализа токового зеркала на BC550. На зависимости DC анализа изображен выходной ток токового зеркала от напряжения Uкэ. Я думаю комментарии излишни. И это при использовании простейших моделей одинаковых транзисторов с одинаковыми температурами перехода.

К Эрли вопросов нет, понятно. Температурная стабильность какая будет?

Тепловое сопротивление BC850 - 500 К/Вт. Для нормального срабатывания IPS по входу IN нужен ток не менее 4 мА. Считаем что Uкэ=10 В для "выходного" транзистора.
Итого получаем. Мощность на "входном" транзисторе 0,7В*4мА = 2,8 мВт, на выходном 10В*4мА=40 мВт. Температура переходов будет отличаться на величину (40-2.8) мВт * 500 К/Вт = 18,6 K. А отсюда уже делайте выводы насколько хорошо это токовое зеркало. Коэффициент передачи зависит как от напряжения Uкэ, так и от разности температур. Напряжение Uкэ может быть разным, т.е. ничто его не фиксирует. Мощность тоже. Отсюда получаем суммарную погрешность из-за эффекта Эрли и разности температур. Плюс погрешность нелинейной зависимости параметров биполярного транзистора от температуры.
Но как я писал, всё это мелочи (хотя, вообще говоря, не такие уж и мелочи, когда необходима нормальная точность), по сравнению тем, что Вы в качестве эталонного уровня взяли встроенный источник тока в IPS. Это всё равно что использовать КМОП-инвертор в качестве аналогового компаратора напряжения. Или источник напряжения, у которого выходное напряжение колеблется от 0,6 до 4 В.

Кручу, верчу, запутать хочу ) Ладно, оставим в покое токовое зеркало. Мое мнение - не гнаться за десятыми долями и делать защиту по принципу "да-нет", максимум - с порогом 80%. А если религия не позволяет, то сразу брать LDO с выходом состояния готовности и далее как в 16 посту.

Если уж по принципу "да-нет" делать, то надо будет полагаться во-первых, что источник отрицательного питания никогда не откажет (т.е. будет всегда выдавать заданное напряжение), а во-вторых появится необходимость в чётком разделении временных промежутков, когда подаётся/отключается смещение и когда подаётся/отключается питание стока GaN. Ну допустим при включении эти временные промежутки можно разделить, а при выключении уже придётся подумать.
Не проще ли добавить аналоговый компаратор и отслеживать уровень 80-90% от номинального напряжения (с точностью 1-5%) на неподвижных контактах подстроечного резистора в смещении затвора?

Слишком абстрактно, никак не похоже на определение аварийного случая. Может проще ограничить ток стока.

Если просто ограничить ток стока на уровне Ip_max, соответствующем максимально допустимой мощности рассеивания при заданном напряжении питания, то не получим номинальную выходную мощность.

Транзистор даже теоретически не смог бы работать на паспортном максимуме тока, а разброс отсечки на порядки превышает механические допуски, так что, если решать задачу первоначально обсуждаемым в теме способом, шансов выгореть на столько же больше.

Мы, по-видимому, о разных вещах пишем. Вообще у транзистора есть область безопасной работы (ОБР), как бы не банально звучало... ОБР бывает статической и динамической, и её граница, вообще говоря, зависит от температуры корпуса. Граница ОБР - это зависимость тока стока от напряжения сток-исток. И работать на этой границе транзистор обязан не то что теоретически, но и практически. И даже чуть превышать можно эти границы, просто время безотказной работы уменьшится.

Не совсем понятно, что за отсечка и о каких механических допусках идёт речь?

Например, у CGHV22100 отсечка –3,05 В ±25%, а корпус 10,16 мм ±1,3%.

И чем это мешает сделать защиту по уровню напряжения смещения? Для того и подстроечный резистор, включённый по схеме потенциометра, предусмотрен. Им как раз и устанавливается нужное напряжение смещения. А порог срабатывания задаётся жёстко и отсчитывается от напряжения на неподвижных выводах потенциометра.
А вот простое ограничение тока не может учесть максимально допустимую рассеиваемую мощность Pmax (особенно при работе с сигналом), и тем более её зависимость от температуры корпуса. Можно лишь ограничиться по максимально допустимому постоянному току стока, но при этом мы с гарантированным запасом вылетаем за Pmax. Так что смысла в этом я не вижу вообще. Просто сильное усложнение схемы с сильноточными токовыми детекторами и т.п.
Единственное спасение - сделать защиту, запрещающей подачу напряжения сток-исток, если напряжение затвор-исток выходит за допустимые пределы. Это и имел ввиду автор темы.
P.S. Странное сравнение. Это всё равно, что отклонение абсолютной температуры в процентах выражать. Кстати, для напряжения отсечки ±25% - это очень хороший показатель.

Подстроечный резистор в цепи защиты — нонсенс, и о простом, т.е. без учёта температуры, ограничении тока я не говорил, но я не специалист в данном разделе, и если Вы и другие утверждаете, что этого достаточно, то гораздо проще коммутировать исток, т.е. каскод.

Немного странное утверждение. Но я вообще и не предлагал использовать подстроечный резистор для установки порога защиты. Подстроечным резистором устанавливают требуемое смещение GaN транзистора.
Хотя, вообще говоря, и смещение можно задавать с помощью подборного резистивного делителя напряжения.

Температура корпуса вообще мало о чём говорит. А чтобы учесть температуру канала нужно делать как минимум сложные вычисления, в которых должны фигурировать косвенные измерения рассеиваемой мощности на транзисторе (особенно под СВЧ сигналом).

Не знаю как Вы проще собираетесь коммутировать ток истока у мощного СВЧ транзистора, у которого фланец, т.е. этот самый "исток" намертво прикручивается к тепло- и электропроводящему основанию, являющегося одновременно общей (земляной) шиной для питания и согласующих цепей.

Повторю, я не в курсе темы, но точно не экономил бы на спичках, а тем более не оказался в таком цейтноте, как дефицит места при таких чушках теплоотводов, цене комплектующих и т.п. Про россыпь автор вообще рассмешил — в каждом первом мобильнике её до сих пор сотни.

Я бы остановился на принципах работы схемы смещения GaN HEMT от NXP http://www.nxp.com/documents/application_note/AN11130.pdf (о ней уже упоминалось посте #9). Если прочитать внимательно статью, то можно найти в ней много нюансов, касающихся физики работы GaN HEMT, включая эффекты памяти и большие постоянные токи затвора при саморазогреве кристалла. Как раз всё то, на что я напоролся при первом знакомстве с этими транзисторами. Помимо того, что приведённая в статье схема позволяет максимально уменьшить вышеназванные неприятные эффекты, она решает следующие задачи:
- безопасная и стабильная работа транзистора на участках нарастания и спада напряжения питания (сток-исток) (в эти моменты транзистор закрыт);
- защита по превышению максимально-допустимого постоянного тока стока;
- защита от пропадания отрицательного смещения;
- температурная компенсация напряжения входного смещения с целью поддержания стабильного тока смещения стока.
Считаю в схеме преимуществом отсутствие дополнительного источника отрицательного напряжения. При этом заявленные пульсации напряжения на выходе затворного смещения менее 2 мВ.
Таким образом, я бы разрабатывал собственную схему смещения GaN HEMT основываясь на опыте коллег из NXP с учётом наличия доступных (разрешёных) радиоэлектронных компонентов.

Этого там нет, непосредственно на затвор никто не смотрит.

И исходя из "NPN-MOSFET", "NPN-термометр" и пр., схему явно делал студент, скорее всего смартфоном на бегу, так что да — глянуть раз, а сделать заново.

Как же нет?! Встроенный в микросхему U1 (LTC1261CS8-4) аналоговый компаратор напряжения отслеживает достижение 95% уровня отрицательного смещения относительо номинального значения. Выход REG U1 посылает команду открывания/закрывания мощного ключа на вход микросхеме-драйверу U2 (LT4256-1CS8). Таким образом, если отрицательное напряжение смещения снизится на более чем 5%, то произойдёт отключение питания стока GaN HEMT. Вот и защита от пропадания "минуса" на затворе, причём очень чувствительная.

Если честно не понял, что не так в "NPN-MOSFET" и "NPN-термометр"? А в остальном схема копирует даташитные включения микросхем. Так что и насчёт студента не совсем понятно. Классическая схемотехника. Единственно, что не очень привлекает, так это использование очень специализированных микросхем, которые ещё надо доставать. Поэтому на легкодопуступных отечественных комплектующих придётся проектировать совсем другую схему.

Нет, потому что к затвору подключён только выход ОУ и ничего более.


У меня LT много лет рабочая лошадь, которая просто покупается наравне со всем остальным, а отечественные компоненты неизвестны, бесценны, а потому не продаются и не покупаются.