у меня максимальный ток через ключ 9А, т.е. 0.1 от максимального = 0.9А.
ёмкость снабберного конденсатора 330пФ, частота работы = 50кГц.

Не могу подобрать конденстор 330пФ с необходимым током.
Что посоветуете?.

а какое у вас меню?
вима, епкос или К78-2?
http://www.wima.de/EN/tpl_products_snubber_overview.htm
не занимайтесь "прикидками" - вот нормальная методика http://www.cde.com/resources/catalogs/igbtAPPguide.pdf
ваша емкость скорее всего слюдяной конденсатор.

следуя методике http://www.cde.com/resources/catalogs/igbtAPPguide.pdf, я выбрал слюдяной конденсатор от CDE (http://www.cde.com/resources/catalogs/CD-CDV16.pdf)
со следующими параметрами

C = 330pF
Vdc = 500V
Vac = 300V
Ipk = 66A
Irms (при 85 градусах по Цельсию) при частоте 100 кГц = 0.062А.

У меня частота ещё ниже, 50 кГц, т.е. ток Irms будет ещё ниже.

Вопрос по току так и остался открытым. Т.е. не понятно - подойдёт ли мне этот конденсатор или нет?

Если следовать соотношению (ток конденсатора = 0.1 макс. тока ключа), которое мне советовали в теме, то не подходит,
т.к. у меня макс. ток через ключ равен 9 А, т.е. ток конденсатора, он же Irms должен быть 0,9А.

Подскажите, пожалуйста, правильно я рассуждаю или нет?

как через такой конденсатор подать 0,9А rms?
например синусоидальное напряжение 100В, 50кГц, 330 пФ даст ток 0,01А.
импульсный ток при сопротивлении снаббера 50 Ом (сколько у вас ???) будет 100/50 = 2 А, с другой стороны импульсный ток не будет больше тока нагрузки.

ПС - у вас RCD снаббер там немного другая методика расчета но порядок цифр выходит тот же.

если драйвер не изолированный и с общим выводом GND/COM, как IR2111, то решение видимо надо брать из dt97-3. примерно так, как на картинке. но резистор должен быть много меньше резистора в цепи затвора верхнего транзистора (который не показан на рис.). ведь они будут включены последовательно.


надо думать... не так совсем плохо.
и да, если использовать такие драйверы, как во вложении, то без проблем. но они жутко дорогие
 Infineon_1ED020I12FTA_DS_v02_01_en.pdf ( 850.77 килобайт ) Кол-во скачиваний: 112


без проигрышный вариант полипропилен (MKP), но они габаритные.
самому стало интересно. измерил ESR двух керамических конденсаторов от Murata. под рукой оказалось 2 маленьких диска:
DEBB33F221 (220пФ 3.15кВ) - 140 Ом на 100КГц
DEBB33A471 (470пФ 1кВ) - 80 Ом на 100КГц.
наверное можно применить и такой, только в сопротивлении снаббера учесть внутреннее сопротивление конденсатора.
чисто для сравнения Epcos MKP серия 652 10нФ на 1кВ постоянного тока ESR около 0.08..0.1 Ома.
к сожалению меньшей ёмкости MKP у меня не нашлось

да, я видимо ляпнул не то.
не задавался вопросом расчёта тока через конденсатор. Как-то больше по напряжению выбираю.

величина сопротивления снаббера равна 6,2 кОм

ну с таким сопротивление только ток заряда емкости снаббера (для RCD) может быть большой - как ток нагрузки.

А эти насыщаемые дроссели нужно обязательно подключать к истоку мосфетов как на рисунках?

Или всё же можно к стоку, разве должна быть разница? Так ведь и управлять мосфетами проще



Возможно имеется в виду эта тема http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=119007

Во первых спасибо за ссылку,- почитаю.
Как я понимаю вопрос (возможно и не правильно). Паразитная индуктивность в истоке/эмиттере неприятна именно с точки зрения управления транзистором. важен именно контур исток - земля драйвера - выход драйвера - затвор. в момент закрывания транзистора энергия паразитной индуктивности препятствует процессу закрывания, поднимая потенциал земли драйвера. особенно неприятны здесь колебания. они могут повторно и несколько раз вновь включать и выключать транзистор через землю драйвера. этот процесс может затянутся во времени и превысить дид тайм в полумостовой схеме. в результате возникнут сквозные токи, которые, как минимум увеличат потери. включение в этот контур последовательно с паразитной индуктивностью дросселя с потерями, как считают изготовители, должно сорвать колебания в цепи затвор - исток/эмиттер. сделать переходной процесс плавным и апериодичным.
если вы включите этот дроссель в цепь стока или коллектора, то вы просто сгладите нарастание или спад полезного коммутируемого тока, но не повлияете на контур управления. кроме дополнительных потерь ничего полезного не получиться.

хотя я довольно скептически отношусь к такому решению. нужна гарантия, что во всём диапазоне рабочих токов дроссель будет входит в глубокое насыщение. иначе он только ухудшит управление транзистором.
возможно написал чушь, пусть люди с большим опытом меня поправят.