Пробую рассчитать индуктивности для SEPIC преобразователя.

TI: http://www.ti.com/lit/an/slyt309/slyt309.pdf
Формула 4. В знаменателе 2 для СВЯЗАННЫХ индуктивностей, для несвязанных коэффициент 1.

Maxim Integrated: https://www.maximintegrated.com/en/app-note...dex.mvp/id/5740
Уравнение 30, В знаменателе 2 для НЕСВЯЗАННЫХ индуктивностей.

AD: смотрим документацию, например, LT8330.
Читаем:
Given an operating input voltage range, and having chosen ripple current in the inductor, the inductor value (L1 and L2 are independent) of the SEPIC converter can be determined using the following equation:
L1= L2 = VIN(MIN) * DMAX / (0.5 * dISW * fOSC)

By making L1 = L2, and winding them on the same core, the value of inductance in the preceding equation is replaced by 2L, due to mutual inductance:
L = VIN(MIN) * DMAX / (dISW * fOSC)

Итого для НЕСВЯЗАННЫХ индуктивностей имеем коэффициенты в знаменателе: 0.5, 1, 2.

Кто-нибудь пробовал расчёты на живом железе проверять?
Или может, у кого-нибудь есть отадочная плата, где можно замерить пульсации тока в обмотках, коэффициент заполнения при известных входных/выходных параметрах, чтобы проверить эти формулы? А еще лучше, на микросхемах от разных производителей, а то может, у них просто внутри делитель частоты стоит? Правда, тогда получается, что "рабочая частота" является нечестным параметром и по нему нельзя контроллеры сравнивать.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 16 2018, 22:08

Неверно, R <= 2· Uout^3 / ((Uout – Uin) · Uin · ΔI)


Да без разницы, причина всё в том же неверном расчёте, в данном случае на переходные процессы.

Все начинают с 0, когда чего-то не понимают.
Проще написать формулы и объяснить откуда они взялись или порекомендовать то, где это описано и не только россыпями формул, часто с опечатками, а еще и с примером расчёта по этим же формулам.
А то как с TI: открываем доку с обучением по расчету схем, видим расчет, смотрим в доку по этой же микрухе, видим эту же схему, но с отличающимися в разы номиналами.
Как в таком случае чему-то можно научиться и что-то понять?

Прежде чем начинать работать с симулятором, надо понимать, что смотреть и где, и как это соотносится с формулами и полученными цифирками.


Тогда объясните, пожалуйста, что считать и как.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 21:24

С чего вдруг? Последние две страницы воды начались с того, что Вы зачем-то захотели остаться в непрерывном режиме, и данная формула сугубо выдаёт лишь условие для этого и не более, а минимальная нагрузка по-прежнему зависит исключительно от минимального коэффициента заполнения, на который способен контроллер.

Теперь вы меня запутали.
да, хочу остаться в CCM. Вы вроде бы привели формулу, какая должна быть минимальная нагрузка для этого.
Что не так?

Любую соответствующую бумагу от LT, глава "Checking Transient Response".

Каков смысл вышеприведенных формул?
Это ведь минимальная нагрузка, чтобы остаться в CCM ?
Если их достаточно, в чем смысл отсыла?

Мы на форуме, и ответ был риторический, для остальных участников, пошатнувшихся на фразе "минимальная нагрузка должна быть 10%".

У меня при расчете получилось для максимального тока нагрузки в 2.83А значение в 337Ома или 35.5мА. (1MHz, 10v->12v, Iripple ~400mA)
Это похоже на правду?

Я уже все написал, объяснил и порекомендовал.
Даташиты не предназначены для обучения. Они предполагают, что разработчик уже знает, как разрабатывать источник питания, и описывают особенности конкретных микросхем.
Если хотите изучить основы, качайте с сайта TI семинары Unitrode.

Для LT 8330 собачка может быть зарыта в строке " VC1, VC2 (Pin 5/Pin 8): Error Amplifier Output Pins. Tie external compensation network to these pins." Неохота вникать в это очередное барахло LTC. но параметры этой цепочки, похоже, берутся с потолка.
1. LTC знаменита массой разработок. В том числе, очень интересных. Но фирма эта работает на урну. Все в разы дороже и ограниченные количества. Не знаю чтобы хоть одна их разработка стала классикой, получила массовое распространение.
2. Вопрос о ССМ и DCM пора закрыть. Ни один контроллер не знает, да и не должен знать , в каком из режимов он сейчас работает. Это определяется параметрами внешних элементов - индуктивности, частоты и напряжения. Контроллер может отслеживать только заданное амплитудное значение тока через ключ. Но формой тока не интересуется.
3. Контроллер обычно становится в тупик, если коэффициент заполнения 50% и более . Он переходит в рваный режим беспорядочных по длительности коммутаций. Любители математического анализа сталкиваются при этом с чем-то вроде деления на ноль. Немногие контроллеры имеют внутренние цепи т.н. "слоп-компенсации", учета наклона пилы на датчике тока. Расчет этих компенсаций внешними цепочками достаточно туманен. Подбор методом тыка тоже недостаточно надежен. Без достаточного опыта лучше пока с этим режимом не связываться.
4. Вы, кажется, смешали два понятия - работа с заполнением более 50% (D>0.5)и работа в режиме непрерывных-разрывных токов. (CCM-DCM). Нет и не может быть никаких проблем в контроллере при смене режима CCM-DCM. Более того, эти режимы обязательно оба присутствуют, чередуются. Когда ССМ источник начинает работать с малой нагрузкой или на холостом ходу он обязательно перейдет в режим DCM. Это не должно создавать никаких проблем.
5. Предпочтительно использовать при полных нагрузках режим ССМ. Это меньшие токовые нагрузки на ключи и диоды, меньше габариты моточных. Режим гарантированого DCM используется обычно в высоковольтных источниках, где применение диодов Шоттки затруднено и скорость восстановления обратного сопротивления диодов порождает большие броски токов и напряжений по фронтам переключений.
6.Почему вы выбрали эти микросхемы LTC ?


Тоже верно. Стоит подумать.

Потому что один из контроллеров подошел по параметрам и прекрасно работает в одном из изделий, поэтому для новой разработки начал с контроллеров LT.
Сейчас уже смотрю в сторону TPS.

Не понимаю с расчетом максимального выходного тока SEPIC.

Формула от LT, LT8582, p.14, step 5
Iout = (Isw - Iripple/2) * (1 - DC) = (Isw - Iripple/2) * Vin / (Vin+Vout)
домножим тут еще на effective

Формула номер 1 от TI
TI, Application Report SLVA337, (3)
Iout = Iswitch / (1 + Vout/Vin * (1 + K) / effective)

Формула номер 2 от TI
TPS55340.pdf, p.23, (44)
Iout = (Iswitch - Iin*K) / (Vout / Vin/ effective + 1)

Какая формула верная?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 23:12

Вы будете бесконечно кувыркаться в этих формулах, не приближаясь к реальности. Пока не посмотрите работу источника хотя бы в симуляторе. Формула - не заклинание, она просто описывает наблюдаемое. Если вы хорошо вникните в физику работы реального источника, прочувствуете его в железе, то сможете сами рисовать эти формулы, опираясь на увиденное и здравый смысл.
Iout = (Isw - Iripple/2) * (1 - DC) = (Isw - Iripple/2) * Vin / (Vin+Vout)
Iout = Iswitch / (1 + Vout/Vin * (1 + K) / effective)
Iout = (Iswitch - Iin*K) / (Vout / Vin/ effective + 1)
Все три верны, но знать бы когда какую выбрать. Вслепую это не получится.
Желание оставаться в ССМ и на холостом ходу - абсурдное. Это вы сразу увидите на модели.
---
А вот спалили микросхемы нагрузки...
Тогда все дело в отклике источника на сброс-наброс нагрузки. Нужно сначала это внимательно посмотреть, подключая резистивную нагрузку, а не дорогущие микросхемы.
Это вопрос коррекции АЧХ и усиления в петле обратной связи. Точность выходного напряжения должна задаваться разумной. Стремление увеличить усиление в петле обратной связи может привести к автоколебаниям. Плохой отклик будет также при малых выходных фильтрах. Они должны обеспечивать стабильное питание нагрузки хотя бы 15-20 тактов работы ключа. Не должен ШИМ дергаться по каждому миллиамперному скачку нагрузки.
Картинка отклика должна быть апериодической или 2-3 полуволны в крайнем случае.
Прекрасные формулы, диаграммы Боде по этому вопросу есть. Но хорошо с ответом они сходятся, к сожалению, когда ответ уже получен в железе. Они для проверки решения, а не сами решают.

Анализ устойчивости преобразователя SEPIC более сложен по сравнению с базовыми топологиями. В преобразователях buck и boost одна катушка и один конденсатор дают две независимые переменные состояния, поэтому режим управления по току дросселя и выходному напряжению потенциально устойчив, т.к. контролирует обе независимые переменные состояния. В преобразователе SEPIC две катушки и два конденсатора дают четыре независимые переменные состояния, из которых более-менее корректно контролируется только напряжение на выходном конденсаторе. А вот с датчика тока снимается сумма токов двух дросселей, поэтому возможны ситуации, когда сигнал с датчика тока показывает стационарную картинку в каждом периоде, но каждый из токов флуктуирует, один - вверх, другой - вниз и наоборот. Это явление называется бифуркацией и простым расчетом по формуле не вылечивается.

вот еще прекрасная фраза из статьи http://www.kit-e.ru/articles/powersource/2006_9_126.php
"В разных источниках можно найти разные формулы для расчета индуктивностей преобразователя SEPIC. Так, например, в документе
[4] приводятся формулы, аналогичные (13) и (15), но коэффициент 2 в них находится в знаменателе, а не в числителе. Это, очевидно,
дает вчетверо меньшие номиналы индуктивностей. Тем не менее, компьютерное моделирование работы схемы показывает, что
индуктивности, рассчитанные по документу [4], достаточны для работы преобразователя в режиме непрерывных токов. В работе [5]
приводится третий вариант, результаты расчетов по которому ближе к результатам [4]. В настоящей статье полностью приводится
методика расчета из работы [3], так как из всех методик, найденных автором, она наиболее подробна и позволяет рассчитать наибольшее
число параметров."

Если честно, уже достало перевыводить формулы, гуглить как пофиксить нерабочие модели симуляторов и как вообще заставить их работать...

Вы можете здесь тему найти, как мы автору статьи помогали ...