Пробую рассчитать индуктивности для SEPIC преобразователя.

TI: http://www.ti.com/lit/an/slyt309/slyt309.pdf
Формула 4. В знаменателе 2 для СВЯЗАННЫХ индуктивностей, для несвязанных коэффициент 1.

Maxim Integrated: https://www.maximintegrated.com/en/app-note...dex.mvp/id/5740
Уравнение 30, В знаменателе 2 для НЕСВЯЗАННЫХ индуктивностей.

AD: смотрим документацию, например, LT8330.
Читаем:
Given an operating input voltage range, and having chosen ripple current in the inductor, the inductor value (L1 and L2 are independent) of the SEPIC converter can be determined using the following equation:
L1= L2 = VIN(MIN) * DMAX / (0.5 * dISW * fOSC)

By making L1 = L2, and winding them on the same core, the value of inductance in the preceding equation is replaced by 2L, due to mutual inductance:
L = VIN(MIN) * DMAX / (dISW * fOSC)

Итого для НЕСВЯЗАННЫХ индуктивностей имеем коэффициенты в знаменателе: 0.5, 1, 2.

Кто-нибудь пробовал расчёты на живом железе проверять?
Или может, у кого-нибудь есть отадочная плата, где можно замерить пульсации тока в обмотках, коэффициент заполнения при известных входных/выходных параметрах, чтобы проверить эти формулы? А еще лучше, на микросхемах от разных производителей, а то может, у них просто внутри делитель частоты стоит? Правда, тогда получается, что "рабочая частота" является нечестным параметром и по нему нельзя контроллеры сравнивать.

А погонять в симуляторе не поможет?
Я делал SEPIC и со связанными индуктивностями, и с раздельными. Для определенных задач - очень хорошая топология.
Но что-то в расчетах этой топологии плохо получается. А вот симулятор показывает достаточно достоверно.
Дайте исходные данные подробно. Мне кажется, лучше делать на связанных индуктивностях, если мощность более 10-15 ватт.

а кто сказал, что у них в симуляторах всё под их формулы не подкручено?
Если нужны параметры, вот как пример: вход 10В - 14В, выход +12 0.2А.
Посмотрите, одна и таже схема у TI в appnote и в документации на эту микруху имеет индуктивности в 2 раза отличающиеся!
Та же ситуация, у них в симуляторе есть пример схемы, там индуктивность в 2 раза больше, чем в доке.

а для каких задач? можете поделиться опытом...

Проверяли, работает. Все дело в разной трактовке dIL - это могут понимать как размах пульсаций тока дросселя или как половину оного. Правильная формула согласно законам физики:
dIL (размах) = Vin*D/(L*fsw)
В формуле для LT8330, вероятно, помножили dIL на магическое число, типа 50% от границы между непрерывным и разрывным токами.

Почти все симуляторы основаны на давно разработанных и отлаженных алгоритмах (SPICE моделирование), неужели кто то будет подстраивать эти алгоритмы под единственный частный случай в ущерб всему остальному?

А ребята из Максим - магическое число 200% ?



Алгоритм - это формула. "Все" - это никакие.
Не видел в сети, чтобы кто-то моделировал контроллер от TI в программе от LT и наоборот.

Ради интереса можете рассчитать схемы из документации - у меня редкая сходилась, обычно расчет дает в 2-10 раз бОльшее значение, чем приводится в схемах в документации.

У этой топологии есть уникальное свойство по сравнению со всеми остальными однотактниками .
Потребление по входу близко к постоянному. теоретически может быть постоянным. Это снижает требования к фильтрам. И по выходу тоже.
Хороша еще тем, что входное может быть и больше и меньше выходного. Т.е может работать повышающе-понижающим стабилизатором.
Однако, ключ под суммой напряжений входа и выхода и токи тоже сумма. Это недостаток. Поэтому, область применения оптимальна при относительно небольшой разности напряжений входа- выхода.
Если работа схемы понятна, а смущает только номинал индуктивности, то это всего лишь выбранный размах пульсаций тока. Для случая у VDV можно применить Шоттки и спокойно работать с токами близкими к трапеции, с непрерывным током в дросселе.
Габариты и КПД будут лучше.

Я это уже объяснил - "2" в знаменателе означает, что ребята из Максима подразумевают под dIL амплитуду, т.е. половину размаха пульсаций тока.

Давайте тогда рассмотрим варианты:
1) хочу пульсации тока 1%
2) хочу пульсации тока 99%

Вы какую формулу предлагаете использовать? Какой коэффициент в знаменателе?



Нет, ребята из Максим по крайней мере в формуле пишут, Iin.avg,, т.е. они вместо пульсаций, как доли входного тока, используют весь входной ток, плюс его еще на 2 домножают.

Повторяю еще раз для особо непонятливых: "пульсации" - это ни о чем. Пишите конкретно - амплитуда или размах, тогда и получите конкретный ответ.
Либо применИте самостоятельно формулу U=L*dI/dt из общего курса физики. Вот прямо с утра взяли и применили - и вопросов бы не было.


Все правильно они пишут - граница непрерывного и разрывного токов соответствует амплитуде пульсаций = среднему значению тока, т.е. размах равен удвоенному среднему.

Смотрим формулу расчета Iin.avg, (2):
Vout * Iout / Vin / Eff

Где тут пульсации? Чистый расчет входного тока по балансу мощности с учетом КПД.

Да, я непонятливый.
Возьмите схемы из доки на LT8330 и подтвердите мне их расчетом! Или для TPS61170 (подсказка: расчет есть в AppNote)

Пульсации тока не зависят от среднего тока (предполагаем, что дроссель идеальный и его индуктивность не зависит от постоянной составляющей подмагничивания).
Вам пульсации надо посчитать или то, и другое?


Во как - в повелительном наклонении.
Скажите какую конкретно формулу Вам посчитать - я ее посчитаю. А ежели весь расчет целиком сделать - так это Вы разделом форума ошиблись.

Давайте сильно огрубим задачу:
Мне надо посчитать индуктивность для связанных индуктивностей при пульсации входного тока в 100% тока ключа. Ток ключа примем 1А. DC=0.5. VIN=10V, F=1MHz.

Если VIN=12V и F = 250 kHz, то получается 12В * 2 мкСек / L мкГн == 0,2А * 4, и L = 12*2/0,2/4 = 30 мкГн.

Не имею возражений - сформулируйте правильно задачу и мы ее немедленно огрубим.
Пульсации - амлитуда или размах (уже в эн-плюс-первый раз спрашиваю).
Ток - среднее, действующее или максимальное значение.
Чтобы правильно задать вопрос, нужно знать большую часть ответа.

Максимальный ток ключа 1А.
Соответственно при 100% входной ток меняется от 0 до 1А за период.
По какой формуле рассчитывать связанные индуктивности? По формуле от TI, LT, Maxim?

А еще лучше приведите расчет, сделанный по их руководствам для одного и того же конвертора и одного и того же режима.

Я не считаю по формулам из даташитов, написанных индо-китайскими студентами. Я считаю по формулам из курса общей физики.
В Вашем примере:
Максимальный ток ключа (размах от 0 макс. значения) dIsw=dIL1+dIL2
Для связанных индуктивностей (одинакового номинала, намотанных в два провода) эквивалентная величина каждой из них удваивается, т.е. L1экв = 2*L1=2*L, L2экв = 2*L2=2*L.
L - номинальная величина индуктивности одной обмотки связанных индуктивностей.
dIL1=VIN*DC/(L1экв*F), dIL2=VIN*DC/(L2экв*F) --> dIL1 = dIL2 = dIL1=VIN*DC/(2*L*F).
dIsw=VIN*DC/(L*F) --> Lгр. = VIN*DC/(dIsw*F) (граничное значение непрерывных и разрывных токов)

Спасибо!
Т.е. получаем итоговую формулу для несвязанных индуктивностей:
Lгр. = VIN*DC/(0.5 * K * Iin * F)

и для связанных индкуктивностей:
Lгр. = VIN*DC/(K * Iin * F)

Где Iin это входной ток по балансу мощностей, а K определяет желаемые пульсации входного тока, правильно?
И эти формулы совпадают с формулами от LT, так?

Тогда интересно, что расчёт от TI дает в 2 раза меньшее значение дросселя (см их AppNote) и при этом у них в доке на эту м/с в схеме дроссель еще в 2 раза меньше!

Вы проверяли результат такого расчета на живой плате замером?
И можно немножко просветить насчёт граничного значения непрерывных и разрывных токов?

Да
Это может быть ошибка (в апнотах TI ошибки встречаются). Или магические числа - я мельком глянул их апнот - у них в некоторых формулах уже какие-то проценты пульсаций вписаны. Через несколько преобразований формул эти проценты могут превратиться в магическое число. По-хорошему, нужно все их формулы проверять с карандашиком - зачем?
В режиме непрерывных токов дросселя в каждом цикле коммутации ток начинается с ненулевого значения и этим же значением заканчивается. В режиме разрывных токов в каждом цикле коммутации есть интервал времени, когда ток дросселя равен нулю. SEPIC чаще всего делают в режиме непрерывных токов, но и в режиме разрывных он тоже может работать.

Проверял конечно - на датчике тока (резисторе) в цепи силового транзистора. Да Вы и сами можете проверить в симуляторе - смОтрите наклон (скорость изменения тока) сначала с дискретными индуктивностями, а потом со связанными. В симуляторах нет никакого заговора против разработчиков - это просто решатель системы дифуравнений.

Тогда у меня есть еще несколько сопутствующих вопросов, можно?

- Если есть возможность, не могли бы Вы показать осциллограмму тока с работающего конвертера, указав его режим? Уж очень хочется убедиться и не на симуляторе.

- в доке LT также указано, что если DC > 0.5, то Lmin считается по формуле
Vin * (2 * DC - 1) / (Fosc * 0.56 * Iin * (1 - DC))
Почему так?

- Правильно ли понял, что в DCM максимальный ток в катушке всегда равен максимальному току ключа?

- Каков максимальный ток диода при DCM?

- Формула для расчета несвязанной индуктивности также подходит для Boost конвертера, так?

- Верно ли, что граничным условием CCM-DCM для Boost можно принять:
DCmax = 1 - OffTime * Fosc, OffTime - время выключения ключа.
если (Vout - Vin) / Vout > DCmax), то это DCM ?

- Верен ли такой расчёт для Boost в DCM ?:
Lmax = ((Vout - Vin) * vin) / (2. * Iswitch * Vout * Fosc)
Lmin = 0.7 * Lmax
Lmiddle = 0.85 * Lmax

Iswitch - максимальный ток ключа

И при этом получаем:
DC = Iswitch * L * Fosc / Vin
Iout.max = efficiency * Vin * Vin * DC * DC / (Fosc * 2 * L * (Vout - Vin))
Lcurrent.max = sqrt( 2 * Iout.max * (Vout - Vin) / (L * Fosc) )

А для лицендрата, во сколько раз?

А вот и ответ от Maxim Semiconductor:

Instructors' values will be halved when they are coupled. The 2 in the denominator of Eq 30 you are referring is actually the part of Inductors (uncoupled) expression itself and for a coupled inductor you have to divide Eq 30 by 2.

Т.е. по их мнению для несвязанных индуктивностей в знаменателе не 0.5, а 2 при расчете относительно входного тока.
При расчете относительно тока ключа это будет видимо 1 вместо 0.5.

Литцендрат - способ уменьшить сопротивление провода на высоких частотах. На зазор в магнитопроводе, индуктивность и количество потребных витков никак не влияет.

к сожалению не могу, т.к. нет уже этих конвертеров в наличии.
В какой именно доке? Надо читать весть текст, иначе непонятно.

Если мы про SEPIC говорим, то максимальный ток ключа всегда равен сумме максимальных токов катушек, в любом режиме.
Про ток диода при DCM не могу ничего сказать, т.к. не использовал SEPIC в таком режиме (т.е. в рабочем режиме с нагрузкой). Там могут быть нюансы - один дроссель в режиме CCM, другой в режиме DCM. Непонятно, как в таких случаях считать преобразователь.

Не совсем понятно, какую пользу Вы хотите получить от этой формулы, но в терминах коэффициента заполнения режим DCM начинается при Don+Doff < 1.
Более практичо рассчитывать границу режимов по индуктивности - если амлитуда пульсаций меньше среднего значения, это CCM, если больше - DCM.

Нет - регулировочная характеристика в DCM сильно отличается от CCM:
https://www.ti.com/lit/an/slva061/slva061.pdf

10 В · (12 В + 0,5 В) / ((10 В + 12 В) · 1 МГц · 1 А) = 5,7 мкГн

Речь идёт об избегании субгармоник. LT8582, стр. 24


Видимо, наборот? режим CCM начинается при Don+Doff < 1. ? а если >= 1 это DCM?
Время открытия-закрытия ключа тут как-то влияют на оценку?
Задача в реальности такая: при расчёте Boost конвертера фантомного питания (+48V) понять для какого режима, CCM или DCM, надо считать.

А дальше с CCM вроде бы понятно, а вот с DCM не очень
Вышеприведённые формулы проверил на одной из схем в документации где точно известно, что это DCM, примерно совпало.

За ссылку спасибо, буду читать.

Да, есть такое:
https://www.ti.com/lit/an/slua110/slua110.pdf
Поскольку дополнительный пилообразный сигнал формируется внутри контроллера (т.е. изменить наклон "пилы" нельзя), накладывается дополнительное ограничение на индуктивность.

Где Вы всего этого начитались - на радиолюбительских форумах? Don = Ton/Ts, Doff = Toff/Ts. Сумма Ton и Toff не может быть больше периода Ts.
Ton + Toff = Ts --> CCM. Ton +Toff < Ts --> DCM


Во всех расчетах предполагается нулевая длительность фронтов импульсов. Если же они сопоставимы с длительностью импульса или длительностью паузы (наименьшей величиной из них), преобразователь может работать неустойчиво.


Я вот так рисую график границы CCM-DCM для boost:

А с чего это вас на 1 МГц потянуло? Нужно обязательно иметь низкий КПД и дополнительные хлопоты по аккуратной разводке?

меня больше практическое применение интересует, цифра в знаменателе 0.56 откуда взялась и насколько она критична?


Видимо, неправильно понимаю смысл сокращений. Расшифруйте, пожалуйста.


Возьмем LT8330. Рабочая частота 2МГц, Задержка ключа ок 100 нс. Они сопоставимы или нет?


Кривые вижу, но как баран на них смотрю.

Исходя из вышенаписанного, получается, возникает еще вопрос, как в SEPIC не попасть в DCM режим.
Документ от TI пока не осилил.

Не вижу этой "цифры" на стр. 24.

Ton - длительность импульса. Toff - длительность паузы. Ts - период импульсов коммутации. CCM --> Ton+Toff = Ts.
DCM --> Ton+Toff < Ts

Частота не может быть сопоставима длительности, т.к. является обратной ей величиной.

LTSpice поможет.

там написано 1.7A. Везде используется ток ключа 3А, так что это 0.56 от Iswitch.


Не понимаю... откуда они возьмутся?
Пример, LT8830, p.17, DCM mode:
Vin: 3-6В, Vout = 48В.
Как зная эти параметры + параметры транзисторного ключа различать CCM и DCM ?
Или все это будет зависеть от нагрузки? Ниже какого-то выходного тока это будет DCM, а выше какого-то CCM?


500 нс - период рабочей частоты, при этом 100нс время включения, 65 нс - выключения.

И понял наконец-то в чем расхождение у формулы TI и LT.
Если считать, что ток ключа - удвоенный ток катушки (входной), то они одинаковы.
То есть это у меня ошибка была в их применении.

Так вы помоделируйте и сравните, прежде чем так безапелляционно заявлять. Вообще то есть программы и не "от TI и от LT", а вполне сторонние. И контроллер хоть от TI, хоть от LT, хоть от Воронежского завода только открывает ключ с требуемым КЗ в зависимости от сигнала усилителя ошибки. А процессы происходящие в индуктивностях, конденсаторах, диодах от производителя контроллера не зависят, а подчиняются известным законам.

Ток нагрузки должен быть больше половины размаха пульсаций тока дросселя.

В контроллерах с управлением по пиковому току наклон дополнительной "пилы" должен быть не менее половины обратного наклона тока дросселя. Отсюда ограничение на минимальную величину индуктивности (фактически на скорость изменения тока дросселя).


Именно так.

Не так. Всё зависит от параметров и формул модели. Что там написали, такой результат и получили.
Что касаемо моделирования: попробовал смоделировать в TINA-TI, получил останов расчета из-за несходимости, сидеть и разбираться пока времени нет.
Расчёт конвертора - лишь маленькая часть текущей задачи.


Ага, то есть получается, надо иметь минимальную нагрузку активную, так?

Пульсации правильно понимаю, что
Iripple = Vin * DC / F / L

И минимальное сопротивление нагрузки будет
Rmin = 2 * Vout / Iripple

Только вопрос - какое значение индуктивности?
для связанных так понимаю это L, для несвязанных равных это 2L, а для несвязанных разных это L1, подключенная к VIN?



Все-таки что-то не сходится.
Пробовал рассчитать эту схему. Получил, что DC выходит за допустимые рамки, связался с AD, мне ответили, что схема работает в DCM, поэтому формулы для CCM не применимы. Формул для DCM от них добиться не удалось.
Однако, получается, что можно всё-таки на этапе начальной оценки выбрать режим?
Ведь в данном случае показателем этого стал слишком большой DC при начальном расчете.




то есть коэффициент 0.56 - это "нечто чуть больше 0.5"?
и в общем на практике это примерно 0.51 - 0.6 ?

Режим выбрать можно, простых формул для расчета SEPIC в DCM как бы нет. Но можно его промоделировать.

Не-не, мне надо для SEPIC туда не попасть.
А найти границу и рассчитать DCM надо для Boost.

Не уверен, что здесь есть такая прямая аналогия. Там еще сопротивление датчика тока входит в формулу. Да и зачем нам это знать, если есть готовая формула? Берем индуктивность с запасом и все как бы должно работать.
Диапазон mc = (0,5 - 1,0)*m2. Если увеличивать (больше единицы) - он из currnet mode постепенно переходит в voltage mode. Вот здесь график fig. 13 показывает как это происходит:
http://www.ti.com/lit/an/slua101/slua101.pdf

А как быть с другими контроллерами?

Еще вопрос появился.
LT даёт такую формулу для выходного тока, см. LT8582, p14, Step 5:
Iout = (Iswitch - Iripple/2) * (1 - DC), домножим тут еще на Effective, т.е. на 0.9 к примеру

TI, Application Report SLVA337, (3)
Iout = Iswitch / (1 + Vout/Vin * (1 + K) / effective),

Если посчитать по этим формулам, то значения получаются похожими, но всё же первая даёт чуть бОльшее значение.
При это вроде бы все выглядит так, что вторая - оценочная и должна дать большее значение,
а первая на основе рассчитанной индуктивности и вроде как должна бы дать поменьше.

Сперва считается входной ток, затем он либо весь принадлежит единственному дросселю, либо делится в пропорции между двумя дросселями, т.е. обратно пропорционально их индуктивностям.

Хм... так что же вас все-таки интересует: разработать практическую схему или разобраться в формулах?
Обязательно трудоустроить первый попавшийся контроллер или сделать нечто простое и надежное, недорого решающее для вас проблему с питанием аппаратуры ?

Чудесно, т.к. это SEPIC, то дросселя 2, в каком случае он принадлежит одному дросселю?



а как можно не разобравшись "сделать нечто простое и надежное"?
и как собственно понять это "первый попавшийся" или наилучший?
Если можете: напиши как выбрать/посчитать, сохраните всем, кто это прочитает, кучу времени.
У меня и проблемы возникли после того, как просто перед тем, как рассчитать свой конвертер по формулам в доке, решил проверить расчет на схемах из той же доки.
Ни одна не сошлась! В разы! От техподдержек уже 3ю неделю пытаюсь что-то добиться.
Очень удачно видимо микрухи выбрал, потому что до этого с другими проверочные расчеты срабатывали перед финальным.
Вот и пришлось теперь сидеть и разбираться.

Извините, думал про другое и сказал не то.

Средний ток первого дросселя равен входному току схемы, средний ток второго дросселя равен выходному току схемы, в случае двухобмоточного дросселя его суммарный ток соответственно равен этой сумме, а насчёт разных номиналов индуктивностей, то это влияет только на размах пульсаций тока в каждой из них.

Вернемся к расчету минимальной нагрузки.
Размах каких пульсаций брать для расчета минимальной нагрузки?
По каким формулам считать?

Обращусь сразу ко всем участникам. Помоделируйте в симуляторе, обязательно, и с не связанными индуктивностями и со связанными. Ведь никто из вас ещё не выложил результатов моделирования. Я недавно проделал это и результат моделирования со связанными катушками меня не порадовал (может быть я в чём-то ошибся?), но в режиме CCM входной ток перестал быть непрерывным, и пропала часть прелестей сепика. Стало ясно, что без дополнительных индуктивностей последовательно, хотя бы , с одной из связанных обмоток (как учат нас Севернс и Блюм ) не обойтись, т.к. реальной индуктивности рассеяния, явно, не хватит. Так что - помоделируйте, может быть найдётся ошибка. К сожалению я тоже не выложу сейчас результатов, времени хватило только заглянуть на Форум, позднее постараюсь.

А зачем это считать? Сами собою какие-то пульсации на холостом ходу установятся... Источник и моточные компоненты рассчитывается на максимум нагрузки.

Видимо, у вас никогда дорогие микросхемы на плате не горели, раз такие вопросы задаете.

Я не вопрос задал. Я вам объяснил суть проблемы.
Микросхем горелых за спиной, наверное, пару ведер накопил. Но не из-за режима холостого хода.
Дорогие микросхемы , как правило, намного превосходят остальные по цене. Источник же от этого получается заметно дороже но не намного лучше .
Похоже, вы как-то слишком усложняете разработку массой второстепенных и вовсе несущественных деталей.

работать должно надежно, а не потому что вдруг заработало

еще один вопрос, расчет разделительного конденсатора. Везде используется формула:
Cdc = Iout.max * DCmax / (dV * Vout * F)

Однако, встретил в документации LM3478 p.26, (53):
Cdc >= L1 * I^2 / (Vin - Vq)^2

В некоторых режимах вторая даёт в несколько раз меньшее значение.
При этом не понимаю, почему не используется расчёт который просто задаёт желаемое реактивное сопротивление емкости на частоте работы конвертора?

Встретилась дока по расчёту SEPIC в DCM режиме, может, кому понадобится
http://www.bookyourproject.com/eee/15PE13.pdf