Спасибо за комментарий. То, что ток в индуктивности не может резко измениться, возражений нет. А у него и не будет даже шансов на это. Еще как только ключ войдет в линейный режим при закрывании, все обмотки получают реверс по напряжению и сразу начинается накачка вторичных индуктивностей рассеяния током (ток в первичке продолжает спадать). Часть от этого тока также пойдет на перезарядку выходных паразитных емкостей. Когда ключ полностью закроется, каналы отвода энергии будут уже сформированы во вторичных цепях. Накопленная в магнитопроводе энергия без задержек уходит в нагрузку. Пауз нет, и обрыва тока намагничивания тоже нет! Баллистика рулит! Оборванной окажется только первичная индуктивность рассеяния, ток которой и уйдёт в снаббер.
То, что Вы описываете, будет справедливо для случая, когда время выключения ключа стремится к нулю, преобладает вторичное рассеяние (повышающий флай) и выходные паразитные емкости ничтожны. Но это уникальный случай.

На мой взгляд это ближе к правде.


Такое характерно для прямоходовых преобразователей, когда ток, прежде, чем "попасть" в основной дроссель выходного фильтра, по дороге должен "разобраться" с паразитными индуктивностями. На токовых осциллограммах это выглядит как ломаная, сначала достаточно крутое нарастание тока, обусловленное паразитными индуктивностями, а затем значительно болеее пологое, связанное с осносным дросселем.
Что же касается рассматриваемой схемы, то, сдается мне, что коэффициент трансформации рассчитан не совсем правильно. Отсюда и достаточно высокие значения напряжения на обратном ходу не только в момент выброса, но и вообще...
Что же касается снаббера, то лично мне более всего нравится резистивно-конденсаторный, снабженный ко всему прочему ограничителем.
Методика расчета такого снаббера достаточно проста. Если кому интересно, могу рассказать.

Я бы с удовольствием послушал...

Проблема в том, что пока ключ не закроется, паразитные индуктивности перезаряжаться не начнут, точнее, начнут только когда напряжение на стоке достигнет напряжения питания.
Если же считать, что снаббер рассеивает лишь энергию, накапливаемую в индуктивности рассеяния, то мощность, рассеиваемая на снаббера никогда не превысит Lleak*Ipri^2*f/2, но по жизни она гораздо больше, и зависит от напряжения на снаббере... Попробуйте предложить непротиворечивую методику расчета снаббера основываясь на том, что выброс формируется исключительно энергией, запасенной в индуктивности рассеяния

Это действительно так. Естественно, что избыток - это вклад энергии от тока индуктивности намагничивания, других источников нет. Я и не оспариваю это. Но выброс на стоке - это не есть

- это всего лишь малая доля от этой энергии, разница между накопленной энергией вообще и той, что перехватили паразитные цепи в момент коммутации. А перехватили они в этот момент абсолютное большинство. Далее эта энергия в нагрузке, иначе флайбэк не был бы источником питания. Собственно, это и так понятно.

Перезарядка вторичных паразитных индуктивностей начнётся сразу же, как только ключ начнет сбавлять первичный ток. Самого факта изменения тока достаточно, чтобы развернуть потенциалы на обмотках, следовательно, СРАЗУ начать перезарядку паразитных индуктивностей. Пока ЭДС на вторичной обмотке не превысила выходное напряжение фильтра, накачка идет через паразитные ёмкости (они и закорачивают ток намагничивания в это время, т.е. это его путь). Когда вторичная ЭДС превысит сумму напряжения на фильтре и падение на выпрямительном диоде, будет сформирован уже второй основной канал отвода.

Вот-вот, об одном и том же. Типа как - тот же комстар, вид сбоку

Да, паразитная емкость тут полезной оказывается. Для наглядности можно RCD демпфер поставить на вторичку, чтобы перезаряжать вторичную индуктивность не маленьким "отраженным" напряжением Vcl, а весьма ощутимым Vin/K+Vout... TVS сразу начинает греться гораздо меньше, правда, в этой цепочке на вторичке тоже выделяется какое то тепло, но общий "плюс" ощутим.
А индуктивность рассеяния первички уже вредит гораздо меньше, там, как Вы точно подметили, емкости паразитные помогают.
Сорри за неточности, суббота, вечер... Но суть вроде как не наврал

Было приятно пообщаться.

Хорошо, рассказываю.
По закону сохранения энергии:
ЕLs = ЕСд ,
где ЕLs – энергия, накопленная в индуктивности рассеяния трансформатора к окончанию этапа накопления,
а ЕСд – энергия, которую должен поглотить конденсатор демпфирующей цепи Cд при заданном приращении напряжения на нём (dUСд).
Раскрыв предыдущее соотношение можно получить:

Ls*I1и^2=Cд*dUСд^2,

где I1и - максимальное значение тока в первичной обмотке в момент выключения силового ключа.
Отсюда:

Сд=(Ls*I1и^2)/(dUСд^2).

Амплитуда напряжения на демпфирующем конденсаторе:

Ucд_мах=(Uн+Uvd)*W1/W2, где

Uн - выходное напряжение на нагрузке,
Uvd - падение напряжения на выпрямительном диоде вторичной цепи,
W1 - число витков первичной обмотки,
W2 - число витков вторичной обмотки.

Функцию напряжения на демпфирующем конденсаторе от времени можно записать:

Ucд(t)=Ucд_мах*e^(-t/(Rд*Сд))

Демпфирующий резистор Rд можно рассчитать, исходя из того, что напряжение на демпфирующем конденсаторе должно уменьшится на величину dUСд за период так, чтобы к следующей коммутации конденсатор мог поглотить новую порцию энергии, отсюда с учётом предыдущего выражения:

Ucд_мах-dUСд=Ucд_мах*e^(-t/(Rд*Сд)),

следовательно:

Rд=-1/(fп*Сд*ln((Ucд_мах-dUСд)/Ucд_мах)).

С целью обеспечения заведомого разряда демпфирующего конденсатора при всех режимах работы преобразователя, резистор Rд выбирается номиналом меньшим расчётного.
Мощность, рассеиваемую на резисторе, можно рассчитать, если учесть, что напряжение на нём составляет:

Urд=(Uн+Uvd)*W1/W2

Тогда:

Prд=Urд^2/Rд.

Итак, задавшись желаемым приращением dUСд на демпфирующем конденсаторе и измерив реальную индуктивность рассеяния трансформатора Ls (при желании в ней же можно учесть и паразитную индуктивность монтажа), можно рассчитать номиналы резистора и конденсатора демпферной цепи.

Сообщение отредактировал Прохожий - Aug 11 2007, 20:12

Да, небольшая шайба пропущена. Надо мне было как-то внимательнее, что ли...

Попробую еще раз.

По закону сохранения энергии:
ЕLs = ЕСд ,
где ЕLs – энергия, накопленная в индуктивности рассеяния трансформатора к окончанию этапа накопления,
а ЕСд – энергия, которую должен поглотить конденсатор демпфирующей цепи Cд.
Раскрыв предыдущее соотношение можно получить:

Ls*I1и^2=Cд*dUСд^2,

где I1и - максимальное значение тока в первичной обмотке в момент выключения силового ключа.
Отсюда:

Сд=(Ls*I1и^2)/(dUСд^2), где

dUСд^2= Umax_Сд^2-Umin_Cд^2.
Здесь:
Umax_Сд - максимальное напряжение на емкости демпфера, сразу после ее заряда от индуктивности рассеяния.
Umin_Cд - минимальное напряжение на емкости демпфера, перед выключением силового ключа.

Если поставить условие, что:

Umin_Cд>=(Uн+Uvd)*W1/W2, где

Uн - выходное напряжение на нагрузке,
Uvd - падение напряжения на выпрямительном диоде вторичной цепи,
W1 - число витков первичной обмотки,
W2 - число витков вторичной обмотки.

тогда фраза уважаемого оппонента

теряет смысл, поскольку в этом случае демпферный диод на обратном ходу не открывается и конденсатор демпфера никак не может получать энергию от основной индуктивности и с левой частью формулы все в порядке.
Но в этом случае придется подрихтовать последующие выражения.
Итак:

Функцию напряжения на демпфирующем конденсаторе от времени можно записать:

Ucд(t)=Umax_Сд*e^(-t/(Rд*Сд)),

тогда к следующей коммутации напряжение на конденсаторе составит:

Umin_Cд=Umax_Сд*e^(-T/(Rд*Сд)), где

T - период следования импульсов коммутации.

следовательно:

Rд=-1/(fп*Сд*ln(Umin_Cд/Umax_Сд)).

Если аппроксимировать, в первом приближении кривую спада напряжения на демпфирующей емкости прямой, параллельной оси времени, то напряжение на демпфирующем резисторе составит :

Urд=(Umin_Cд+Umax_Сд)/2.

Тогда:

Prд=Urд^2/Rд.

Итак, задавшись максимальным Umax_Сд и минимальным Umin_Cд напряжением на демпфирующем конденсаторе, с учетом вышеупомянутого условия, а так же измерив реальную индуктивность рассеяния трансформатора Ls (при желании в ней же можно учесть и паразитную индуктивность монтажа), можно рассчитать номиналы резистора и конденсатора демпферной цепи.

Еще раз. Ток намагничивания поступает в демпфер в то время, когда силовой ключ уже закрылся, а в нагрузку ток не поступает поскольку ток в индуктивности рассеяния вторички равен нулю. Индуктивность рассеяния вторички "заряжается", ток в ней линейно нарастает от нуля до доминала за время, определяемое, в частности, напряжением "шпильки", т.е. разницей между выходным напряжением и аплитудой "шпильки" на первичке деленной на К. Соответственно, ток через снаббер за это же время линейно спадает от пикового его значения до нуля. Вот именно RMS этого тока мы и должны "высосать" из кондера параллельным резюком что бы получить среднее постоянное напряжение на кондере демпфера.



Попробуйте, спаяйте и сравните напряжение выброса при расчитаном значении резюка демпфера - что должно быть, и что получилось. Еще можете посмотреть соответствие мощности, выделяемой на резюке расчетной...

Вот. Спаял. Года 4 назад.
[attachment=12987:attachment]



Чтобы было конкретнее прилагаю временные диаграммы от спаянного. Кое-где Вы правы. Но вот насчет линейного спада и RMS...
[attachment=12988:attachment]

Фиолетовый - ток коллектора силового транзистора,
Красный - напряжение на нем же,
Зеленый - ток демпферного диода,
Синий - ток нагрузки.

Энергия идет на перезаряд паразитной емкости транса. На первичной стороне...



Совершенно верно.. "Плавный" участок - похоже на перезаряд паразитной емкости вторички.



Ага. Это демпферный диод пока не восстановился. Полезный процесс, с широким практическим применением - за этот период энергия из кондера демпфера полезно передается в нагрузку, а не рассеивается потом на резюке



Здесь мы видим только процессы перезаряда только индуктивности рассеяния. В течении всего времени переходного процесса ток намагничивания остается практически постоянным, скорость его изменения слишком низка что бы увидеть ее в этом временном интервале.



Вообще, все очень похоже на правду. Во всяком случае, ток через демпфер такой же, как в жизни на осциллографе
На самом деле, как мне кажется, корректнее было бы рассматривать процессы с вынесенными двумя индуктивностями - первички и вторички. Это же дроссель, ток течет не одновременно по первичке и вторичке, и приводить две индуктивности рассеяния к одной (как в человеческом трансе) не совсем корректно. То есть - если не учитывать паразитные емкости, то математически один чорт что одна, что две, а вот если учитывать... Хорошо хоть, на практике наличие паразитных емкостей не приводит к существенной ошибке против расчета, и работает в "нужную" сторону, т.е. в железе все работает несколько лучше, чем при расчете.

Дык,че? Сделать Вам две индуктивности? Если хотите - это можно устроить.
По поводу методики - могу сказать следующее. На малых частотах (до 20 кГц) все работает просто замечательно. И потом - это все для предварительных расчетов. В реальности все равно надо корректировать параметры демпферной цепи, как бы точен не был предварительный расчет.
И предложение - давайте все таки "додавим" вопрос с корректным расчетом демпферной цепи.




Механизм, на мой взгляд, здесь следующий. В момент запирания силового ключа на первичной обмотке возникает ЭДС, из-за индуктивности рассеяния, такая, что открывается демпферный диод. Ток индуктивности рассеяния заряжает конденсатор до напряжения, значительно превышающего вторичное напряжение, приведенное к первичной цепи. В связи с этим, по окончании заряда демпферной емкости демпферный диод закрывается до следующего такта. Демпферная емкость, в свою очередь, разряжается до некого напряжения к следующему такту. Так вот, если это напряжение больше приведенного вторичного, то демпферный диод будет открыт только в момент поглощения энергии индуктивности рассеяния. А если упомянутое напряжение на каком-то участке времени сравняется с приведенным вторичным, то тогда будут иметь место процессы, о которых говорите Вы. Диаграмки постараюсь чуть позже.

А что такое "наведенное" напряжение? Объясните, пожалуйста.

Ага, если не затруднит.. По половине рассеяния на первичку, и на вторичку.. Интересно, изменится ли картинка
Можно посчитать по обеим методикам - как раз исходя из модели. Какое должно быть напряжение выброса при заданых параметрах.

Верно то, что конденсатор снаббера заряжается током, протекающим через индуктивность рассеяния, однако этот же ток течёт и через индуктивность намагничивания, поскольку другого пути для протекания у него нет. Поэтому, как справедливо заметил Bludger, индуктивность намагничивания участвует в накачке конденсатора энергией. Если, к примеру вся L*I^2 закачается в конденсатор, а напряжение на нём не дорастет до запирания диода, ток в цепи будет поддерживать индуктивность намагничивания. Длительность этого процесса "докачки" энергии зависит, в самом простом приближении, от соотношения напряжений ограничения и "отражённого". Тут вот в статейке есть формулка как связать мощность потерь с энергией индуктивности рассеяния.
Однако, как пишет автор, это - "консервативный дизайн", т.е. реально мощность потерь может быть меньше. Как я понимаю, индуктивность рассеяния вторичной обмотки нельзя рассматривать как отдельную индуктивность, поскольку она находится в поле первичной обмотки и, следовательно, на момент начала работы снаббера будет частично "заряжена". Т.е. при хорошей связи "по воздуху" первичной и вторичной обмоток длительность "заряда" индуктивности рассеяния вторички будет меньше и соответственно мощность потерь тоже меньше. Я думаю, этим объясняется то, что размещение вторичной обмотки между двумя половинками первичной иногда даёт для флайбека положительный результат (увеличивается коэффициент связи обмоток).