схема стандартная, практически их их аппликейшина, вот только меня смущает , откуда выброс берется или же это попытка TOP244 повторно открыть ключ для накопления энергии в сердечнике,

вот сама схема:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

а вот осцилограмма на стоке-истоке
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Нормальная картинка для дисконтинуса, т.е. режима разрывных токов. Какой выброс Вы имеете в виду? Если тот, что за выключением топа - то от индуктивности рассеяния, а колебания после прямого хода - энергия в трансе закончилась, выходной диод закрыт, и контур индуктивность намагничивания - паразитная емкость транса оказывается в подвешенном состоянии - колебания в нем мы и видим.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
вроде бы стало ясно, спасибо

Нагрузите выход посильнее, поиграйте нагрузкой. Картинка будет сильно меняться.

А трансик неплохой получился однако.
Хорошо намотан.

Осциллограммы, по-моему, рисованные... Недавно экспериментировал тоже со своим первым БП на ТОР243 12 вольт 2А.
Кстати, есть вопрос по цепи гашения выброса. На осциллограмме видно (сделана при подключенном через ЛАТР блоке питания при пониженном вх. напряжении), что выброс практически не гасится. Я думаю, это из-за неверно выбранного типа диода VD6. Во многих статьях рекомендуют применять диоды только с нормированным временем восстановления. Измерил напряжение на стабилитроне VD5 - 150 вольт. Мне кажется, что данная цепь по сути не работает?
У автора топика резистор данной цепи включен параллельно с кондером... ИМХО, это несколько неверно? Ток заряда кондера может оказаться недопустимым и стабилитрон не открыться?...

Вообще, ограничение выброса от энергии, накопленной в индуктивности намагничивания/рассеяния, может наступить и от "естественных" причин - от заряда паразитной емкости транса/ключа.
В Вашей схеме непонятно назначение кондера параллельно TVSу - ему некуда сливать энегрию, ну разве что пока диод не восстановился...
У автора топика - комбинация двух стандартных снабберов - RCD и на TVSе Т.е. один из них можно выкинуть...
Вот здесь посмотрите, я попытался в том числе проанализировать разные типы снабберов сетевого флая: http://www.bludger.narod.ru/smps/Flyback-R01.pdf

вообщем-то, реально в железке отсутсвует D16(тот самый TVS)

Ну, вообще 1n4004 на таких частотах работать не предназначен. Из популярных есть FR157 или UF4007. Потом, по осциллограмме, похоже, недогруз(если это не номинальная нагрузка); если нагрузить сильнее(на все 2 А) - выброс увеличится заметно, и цепь "начнёт" работать, причём(из моего опыта) может разогреть TVS очень сильно . Да и на приведенной осциллограмме уже заметный выброс.

Да, действительно, блок недогружен (подключена лампа накаливания на 12 вольт 90 миллиампер). Но я что-то боюсь увеличивать сетевое с ЛАТРа до номинального - размах "от пика до пика" на стоке ключа приближается к 560 вольт и по идее выброс должен гаситься хотя бы частично... Иначе можно угробить ТОР. Заказал UF4007 но он не скоро приедет по почте... Хотя я и думаю, что 1N4004 при любых условиях не сможет работать в данном режиме, тем не менее в демонстрационных проектах на сайте изготовителя были примеры с установленными 1N4007 в рассм цепи. Короче, я в раздумьях, а под рукой пока нет подходящего диода. Конечно, можно и RCD поставить, но плата ведь уже сделана, там все довольно компактно и Боже упаси от соплей на первичной стороне....

Задам еще один вопрос в свеой теме дабы не плодить сущности (темы)

А может кто подскажет, вычислить токоограничивающую цепочку (по схеме R15)

в даташите задано что пороговое напряжение 1.3В и мах. ток 240мкА
и привиден график , но все равно пока не понимаю как вычислить эту цепочку для моего номинала вх. напряжений

Не понимаю как можно использовать 1N4004 в такой схеме, он же низкочастотный. Время восстановления даже не нормировано. В схемах на ТОР, VIPer всегда ставлю HER или UF. Такого же типа и VD3 должен быть. И еще, поставьте термистор во входной цепи, 100uF все-таки...

Если Р6КЕ реально на 200 В, то TOP скорее всего не успеет вылететь. Повышая сеть, проследите напряжение на нём, должно ограничиваться до 200 В. Можно, поставив в послед с Р6КЕ резистор Ом на 33, посмотреть ток. Хотя, пожалуй, без правильного диода вряд ли можно о чём-то говорить.


ИМхО, надо для начала ток ключа посчитать. В посте #7 есть сцылка, может там про это чё-нить написано.

И в самом деле, что-то я не разглядел этого после праздников.

Хочу задать вопрос Вам, как самому активному флайбэкеру на форуме.
В самом деле считаете, что энергия, накопленная в индуктивности намагничивания, высвобождается в виде выброса на стоке ключа? А какого порядка должна быть паразитная емкость трансформатора и ключа сток-исток + сток-затвор на указанных мощностях ИП, чтобы перехватить паразитную энергию без ощутимого выброса на стоке? Исходить надо из реальных параметров, которые адекватны и достижимы при намотке трансформатора.

Хитро задаете вопрос Энергия выброса может значительно превосходить энергию, накопленную в индуктивности рассеяния, и дело тут в том, что процессы сложнее чем простое размыкание индуктивности. Ток в индуктивности намагничивания не может резко измениться, и когда мы размыкаем первичку, предполагается, что ток мнгновенно появился во вторичке. Но - сразу достич своего номинального значения он не может - индуктивность рассеяния ВТОРИЧКИ "разряжена", т.е. ток в ней отсутствует, и нужно время для разгона вторичного тока до номинала. Соответственно, в течении этого времени току намагничивания некуда деваться, кроме как в снаббер, и там ток спадает от пикового значения до нуля. Поэтому выброс формирует ток намагничивания - а длительность его - рассеяние вторички и напряжение выброса. И получается так, что чем больше амплитуда выброса, тем меньше энергии выделяется в снаббере - индуктивность рассеяния перезаряжается большим напряжением быстрее.
Поэтому и без снаббера напряжение выброса растет не бесконечно... На 24-ваттном флае при номинальной нагрузке что то в районе 700В на стоке у меня получалось, правда, уже полевик наверное стабилитроном начинает работать А на маленькой нагрузке выброс вполне может и не достигать напряжения открывания TVSа...

Спасибо за комментарий. То, что ток в индуктивности не может резко измениться, возражений нет. А у него и не будет даже шансов на это. Еще как только ключ войдет в линейный режим при закрывании, все обмотки получают реверс по напряжению и сразу начинается накачка вторичных индуктивностей рассеяния током (ток в первичке продолжает спадать). Часть от этого тока также пойдет на перезарядку выходных паразитных емкостей. Когда ключ полностью закроется, каналы отвода энергии будут уже сформированы во вторичных цепях. Накопленная в магнитопроводе энергия без задержек уходит в нагрузку. Пауз нет, и обрыва тока намагничивания тоже нет! Баллистика рулит! Оборванной окажется только первичная индуктивность рассеяния, ток которой и уйдёт в снаббер.
То, что Вы описываете, будет справедливо для случая, когда время выключения ключа стремится к нулю, преобладает вторичное рассеяние (повышающий флай) и выходные паразитные емкости ничтожны. Но это уникальный случай.

На мой взгляд это ближе к правде.


Такое характерно для прямоходовых преобразователей, когда ток, прежде, чем "попасть" в основной дроссель выходного фильтра, по дороге должен "разобраться" с паразитными индуктивностями. На токовых осциллограммах это выглядит как ломаная, сначала достаточно крутое нарастание тока, обусловленное паразитными индуктивностями, а затем значительно болеее пологое, связанное с осносным дросселем.
Что же касается рассматриваемой схемы, то, сдается мне, что коэффициент трансформации рассчитан не совсем правильно. Отсюда и достаточно высокие значения напряжения на обратном ходу не только в момент выброса, но и вообще...
Что же касается снаббера, то лично мне более всего нравится резистивно-конденсаторный, снабженный ко всему прочему ограничителем.
Методика расчета такого снаббера достаточно проста. Если кому интересно, могу рассказать.

Я бы с удовольствием послушал...

Проблема в том, что пока ключ не закроется, паразитные индуктивности перезаряжаться не начнут, точнее, начнут только когда напряжение на стоке достигнет напряжения питания.
Если же считать, что снаббер рассеивает лишь энергию, накапливаемую в индуктивности рассеяния, то мощность, рассеиваемая на снаббера никогда не превысит Lleak*Ipri^2*f/2, но по жизни она гораздо больше, и зависит от напряжения на снаббере... Попробуйте предложить непротиворечивую методику расчета снаббера основываясь на том, что выброс формируется исключительно энергией, запасенной в индуктивности рассеяния

Это действительно так. Естественно, что избыток - это вклад энергии от тока индуктивности намагничивания, других источников нет. Я и не оспариваю это. Но выброс на стоке - это не есть

- это всего лишь малая доля от этой энергии, разница между накопленной энергией вообще и той, что перехватили паразитные цепи в момент коммутации. А перехватили они в этот момент абсолютное большинство. Далее эта энергия в нагрузке, иначе флайбэк не был бы источником питания. Собственно, это и так понятно.

Перезарядка вторичных паразитных индуктивностей начнётся сразу же, как только ключ начнет сбавлять первичный ток. Самого факта изменения тока достаточно, чтобы развернуть потенциалы на обмотках, следовательно, СРАЗУ начать перезарядку паразитных индуктивностей. Пока ЭДС на вторичной обмотке не превысила выходное напряжение фильтра, накачка идет через паразитные ёмкости (они и закорачивают ток намагничивания в это время, т.е. это его путь). Когда вторичная ЭДС превысит сумму напряжения на фильтре и падение на выпрямительном диоде, будет сформирован уже второй основной канал отвода.

Вот-вот, об одном и том же. Типа как - тот же комстар, вид сбоку

Да, паразитная емкость тут полезной оказывается. Для наглядности можно RCD демпфер поставить на вторичку, чтобы перезаряжать вторичную индуктивность не маленьким "отраженным" напряжением Vcl, а весьма ощутимым Vin/K+Vout... TVS сразу начинает греться гораздо меньше, правда, в этой цепочке на вторичке тоже выделяется какое то тепло, но общий "плюс" ощутим.
А индуктивность рассеяния первички уже вредит гораздо меньше, там, как Вы точно подметили, емкости паразитные помогают.
Сорри за неточности, суббота, вечер... Но суть вроде как не наврал

Было приятно пообщаться.

Хорошо, рассказываю.
По закону сохранения энергии:
ЕLs = ЕСд ,
где ЕLs – энергия, накопленная в индуктивности рассеяния трансформатора к окончанию этапа накопления,
а ЕСд – энергия, которую должен поглотить конденсатор демпфирующей цепи Cд при заданном приращении напряжения на нём (dUСд).
Раскрыв предыдущее соотношение можно получить:

Ls*I1и^2=Cд*dUСд^2,

где I1и - максимальное значение тока в первичной обмотке в момент выключения силового ключа.
Отсюда:

Сд=(Ls*I1и^2)/(dUСд^2).

Амплитуда напряжения на демпфирующем конденсаторе:

Ucд_мах=(Uн+Uvd)*W1/W2, где

Uн - выходное напряжение на нагрузке,
Uvd - падение напряжения на выпрямительном диоде вторичной цепи,
W1 - число витков первичной обмотки,
W2 - число витков вторичной обмотки.

Функцию напряжения на демпфирующем конденсаторе от времени можно записать:

Ucд(t)=Ucд_мах*e^(-t/(Rд*Сд))

Демпфирующий резистор Rд можно рассчитать, исходя из того, что напряжение на демпфирующем конденсаторе должно уменьшится на величину dUСд за период так, чтобы к следующей коммутации конденсатор мог поглотить новую порцию энергии, отсюда с учётом предыдущего выражения:

Ucд_мах-dUСд=Ucд_мах*e^(-t/(Rд*Сд)),

следовательно:

Rд=-1/(fп*Сд*ln((Ucд_мах-dUСд)/Ucд_мах)).

С целью обеспечения заведомого разряда демпфирующего конденсатора при всех режимах работы преобразователя, резистор Rд выбирается номиналом меньшим расчётного.
Мощность, рассеиваемую на резисторе, можно рассчитать, если учесть, что напряжение на нём составляет:

Urд=(Uн+Uvd)*W1/W2

Тогда:

Prд=Urд^2/Rд.

Итак, задавшись желаемым приращением dUСд на демпфирующем конденсаторе и измерив реальную индуктивность рассеяния трансформатора Ls (при желании в ней же можно учесть и паразитную индуктивность монтажа), можно рассчитать номиналы резистора и конденсатора демпферной цепи.

Да, небольшая шайба пропущена. Надо мне было как-то внимательнее, что ли...

Попробую еще раз.

По закону сохранения энергии:
ЕLs = ЕСд ,
где ЕLs – энергия, накопленная в индуктивности рассеяния трансформатора к окончанию этапа накопления,
а ЕСд – энергия, которую должен поглотить конденсатор демпфирующей цепи Cд.
Раскрыв предыдущее соотношение можно получить:

Ls*I1и^2=Cд*dUСд^2,

где I1и - максимальное значение тока в первичной обмотке в момент выключения силового ключа.
Отсюда:

Сд=(Ls*I1и^2)/(dUСд^2), где

dUСд^2= Umax_Сд^2-Umin_Cд^2.
Здесь:
Umax_Сд - максимальное напряжение на емкости демпфера, сразу после ее заряда от индуктивности рассеяния.
Umin_Cд - минимальное напряжение на емкости демпфера, перед выключением силового ключа.

Если поставить условие, что:

Umin_Cд>=(Uн+Uvd)*W1/W2, где

Uн - выходное напряжение на нагрузке,
Uvd - падение напряжения на выпрямительном диоде вторичной цепи,
W1 - число витков первичной обмотки,
W2 - число витков вторичной обмотки.

тогда фраза уважаемого оппонента

теряет смысл, поскольку в этом случае демпферный диод на обратном ходу не открывается и конденсатор демпфера никак не может получать энергию от основной индуктивности и с левой частью формулы все в порядке.
Но в этом случае придется подрихтовать последующие выражения.
Итак:

Функцию напряжения на демпфирующем конденсаторе от времени можно записать:

Ucд(t)=Umax_Сд*e^(-t/(Rд*Сд)),

тогда к следующей коммутации напряжение на конденсаторе составит:

Umin_Cд=Umax_Сд*e^(-T/(Rд*Сд)), где

T - период следования импульсов коммутации.

следовательно:

Rд=-1/(fп*Сд*ln(Umin_Cд/Umax_Сд)).

Если аппроксимировать, в первом приближении кривую спада напряжения на демпфирующей емкости прямой, параллельной оси времени, то напряжение на демпфирующем резисторе составит :

Urд=(Umin_Cд+Umax_Сд)/2.

Тогда:

Prд=Urд^2/Rд.

Итак, задавшись максимальным Umax_Сд и минимальным Umin_Cд напряжением на демпфирующем конденсаторе, с учетом вышеупомянутого условия, а так же измерив реальную индуктивность рассеяния трансформатора Ls (при желании в ней же можно учесть и паразитную индуктивность монтажа), можно рассчитать номиналы резистора и конденсатора демпферной цепи.

Еще раз. Ток намагничивания поступает в демпфер в то время, когда силовой ключ уже закрылся, а в нагрузку ток не поступает поскольку ток в индуктивности рассеяния вторички равен нулю. Индуктивность рассеяния вторички "заряжается", ток в ней линейно нарастает от нуля до доминала за время, определяемое, в частности, напряжением "шпильки", т.е. разницей между выходным напряжением и аплитудой "шпильки" на первичке деленной на К. Соответственно, ток через снаббер за это же время линейно спадает от пикового его значения до нуля. Вот именно RMS этого тока мы и должны "высосать" из кондера параллельным резюком что бы получить среднее постоянное напряжение на кондере демпфера.



Попробуйте, спаяйте и сравните напряжение выброса при расчитаном значении резюка демпфера - что должно быть, и что получилось. Еще можете посмотреть соответствие мощности, выделяемой на резюке расчетной...

Вот. Спаял. Года 4 назад.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла



Чтобы было конкретнее прилагаю временные диаграммы от спаянного. Кое-где Вы правы. Но вот насчет линейного спада и RMS...
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Фиолетовый - ток коллектора силового транзистора,
Красный - напряжение на нем же,
Зеленый - ток демпферного диода,
Синий - ток нагрузки.

Энергия идет на перезаряд паразитной емкости транса. На первичной стороне...



Совершенно верно.. "Плавный" участок - похоже на перезаряд паразитной емкости вторички.



Ага. Это демпферный диод пока не восстановился. Полезный процесс, с широким практическим применением - за этот период энергия из кондера демпфера полезно передается в нагрузку, а не рассеивается потом на резюке



Здесь мы видим только процессы перезаряда только индуктивности рассеяния. В течении всего времени переходного процесса ток намагничивания остается практически постоянным, скорость его изменения слишком низка что бы увидеть ее в этом временном интервале.



Вообще, все очень похоже на правду. Во всяком случае, ток через демпфер такой же, как в жизни на осциллографе
На самом деле, как мне кажется, корректнее было бы рассматривать процессы с вынесенными двумя индуктивностями - первички и вторички. Это же дроссель, ток течет не одновременно по первичке и вторичке, и приводить две индуктивности рассеяния к одной (как в человеческом трансе) не совсем корректно. То есть - если не учитывать паразитные емкости, то математически один чорт что одна, что две, а вот если учитывать... Хорошо хоть, на практике наличие паразитных емкостей не приводит к существенной ошибке против расчета, и работает в "нужную" сторону, т.е. в железе все работает несколько лучше, чем при расчете.

Дык,че? Сделать Вам две индуктивности? Если хотите - это можно устроить.
По поводу методики - могу сказать следующее. На малых частотах (до 20 кГц) все работает просто замечательно. И потом - это все для предварительных расчетов. В реальности все равно надо корректировать параметры демпферной цепи, как бы точен не был предварительный расчет.
И предложение - давайте все таки "додавим" вопрос с корректным расчетом демпферной цепи.




Механизм, на мой взгляд, здесь следующий. В момент запирания силового ключа на первичной обмотке возникает ЭДС, из-за индуктивности рассеяния, такая, что открывается демпферный диод. Ток индуктивности рассеяния заряжает конденсатор до напряжения, значительно превышающего вторичное напряжение, приведенное к первичной цепи. В связи с этим, по окончании заряда демпферной емкости демпферный диод закрывается до следующего такта. Демпферная емкость, в свою очередь, разряжается до некого напряжения к следующему такту. Так вот, если это напряжение больше приведенного вторичного, то демпферный диод будет открыт только в момент поглощения энергии индуктивности рассеяния. А если упомянутое напряжение на каком-то участке времени сравняется с приведенным вторичным, то тогда будут иметь место процессы, о которых говорите Вы. Диаграмки постараюсь чуть позже.

А что такое "наведенное" напряжение? Объясните, пожалуйста.

Ага, если не затруднит.. По половине рассеяния на первичку, и на вторичку.. Интересно, изменится ли картинка
Можно посчитать по обеим методикам - как раз исходя из модели. Какое должно быть напряжение выброса при заданых параметрах.

Верно то, что конденсатор снаббера заряжается током, протекающим через индуктивность рассеяния, однако этот же ток течёт и через индуктивность намагничивания, поскольку другого пути для протекания у него нет. Поэтому, как справедливо заметил Bludger, индуктивность намагничивания участвует в накачке конденсатора энергией. Если, к примеру вся L*I^2 закачается в конденсатор, а напряжение на нём не дорастет до запирания диода, ток в цепи будет поддерживать индуктивность намагничивания. Длительность этого процесса "докачки" энергии зависит, в самом простом приближении, от соотношения напряжений ограничения и "отражённого". Тут вот в статейке есть формулка как связать мощность потерь с энергией индуктивности рассеяния.
Однако, как пишет автор, это - "консервативный дизайн", т.е. реально мощность потерь может быть меньше. Как я понимаю, индуктивность рассеяния вторичной обмотки нельзя рассматривать как отдельную индуктивность, поскольку она находится в поле первичной обмотки и, следовательно, на момент начала работы снаббера будет частично "заряжена". Т.е. при хорошей связи "по воздуху" первичной и вторичной обмоток длительность "заряда" индуктивности рассеяния вторички будет меньше и соответственно мощность потерь тоже меньше. Я думаю, этим объясняется то, что размещение вторичной обмотки между двумя половинками первичной иногда даёт для флайбека положительный результат (увеличивается коэффициент связи обмоток).

И еще есть у Fairchild - AN4147 и, наверняка, где-нить в старых юнитродовских AN. Вообще, я не вижу смысла в точном расчёте потерь в снаббере, для большинства девайсов, по-моему, приближённого расчёта для наихудшего случая вполне достаточно. Ну, будет резистор помощнее, копеек на 10 дороже, делов-то...

Как раз ответ очевиден - уменьшая напряжение демпфирования резко увеличиваем время заряда выходной индуктивности рассеяния, получаем больший средний ток в кондер демпфера - и вот они, потери...

Дык, энергии выброса надо ж куда-то деваться? А кроме конденсатора некуда, стал быть надо увеличить ёмкость. Однако, если идёт такая отчаянная борьба с выбросом, может, топологию поменять, например, верхний ключ добавить?

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Вот. Схема та же, но индуктивность рассеяния разделена на две равные части. Одна из них находится в первичной цепи, другая во вторичной.
Легенда по цветам та же.

Добавлю еще несколько диаграмок по поводу заряда демпферной емкости на обратном ходу.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Синий - напряжение на первичной обмотке.
Красный - напряжение на демпферной емкости.
Номинал демпферного резистора 33к.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Это ток через демпферный диод для случая, когда номинал демпферного резистора равен 33к.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
В этом случае номинал демпферного резистора равен 12к.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Ток демпферного диода, когда демп. резистор 12к. Желтым подчеркнут ток, появившийся в этом случае на обратном ходу.

Еще раз - почитайте в моей статейке, я постарался пошагово объяснить механизм работы снаббера, и как в итоге приходим к общеизвестной формуле, в частности, из статьи по ссылке г-на Wim.



Ага, спасибо! Будем анализировать!

Ну и как формула? Работает?
Предлагаю следующий эксперимент.
1. Считаем снаббер по статье из ссылки уважаемого Wim для параметров моей схемы.
2. В моделируемой схеме устанавливаем посчитаные номиналы Rд и Cд.
3. Меряем усредненую RMS мощность резистора Rд за 50 периодов.
4. Делаем выводы о сходимости метода.

Я дико извиняюсь, но почему "на две равные"? Как любая другая индуктивность она пропорциональна квадрату числа витков, следовательно деление должно быть пропорционально коэффициенту трансформации в квадрате.

Ну, равные в смысле что в равной пропорции от индуктивности намагничивания

Если интересно, могу кинуть ссылку на сайт английской испытательной лаборатории ЭМС. Они ваще круто сделали - из проверяемых девайсов выпаивали детальки, измеряли их полные сопротивления и вштрекали эти паразитные ESR, ESL и емкостя в модель. Конечно, больше всего их интересовали спеткры помех, однако кой-какие осциллограммы там тоже есть.

Но я то не подумавши разделил на две равные части. Так, что переделать?

Да, конечно! Иначе вообще становится все неправильно... То есть если, например, рассеяние первички из первоначальной модели 10uH, и К=10, то получим две индуктивности - на первички 5uH, и на вторичке 5/100 = 50nH

А для индуктивности на вторичке 50nH хорошо бы учесть ESL выходных конденсатора и диода, кои в сумме могут добавить такого ж порядка индуктивность.

Диаграммы надо смотреть совместно со схемой. Напряжение питания там 50 Вольт. Пульсации на демпферном конденсаторе на диаграмме с 33к 10 Вольт, на диаграмме с 12к -несколько больше.
Напряжение на обмотке "измеряно" дифференциально, так же как и на демпфирующей емкости. Точки подключения маркеров ("щупов осциллографа") указаны внизу, возле символа соответствующего графика.
Последний знак в тексте разметки по оси Y - это не 0, а буква V, по-нашему Вольты (тут я ничего не могу сделать, такой шрифт).
Все интересующие Вас номиналы указаны на схеме, в частности демпферная емкость составляет 4,7 нФ.

В ответственных случаях я обычно пользуюсь формулой для RMS. Там получается определенный интеграл от линейной функции. Конечный результат достаточно громоздкий. А разница между аппроксимацией спадающей функцией и простой константой незначительна (для таких наклонов, о которых идет речь).



Насчет емкости имеются кое-какие мысли. Емкость можно выбирать исходя из двух предположений и одного допущения.
Предположения:
1. Время действия выброса.
2. Максимальное напряжение в момент выброса.
Допущение:
1. Импульс зарядного тока прямоугольный.
Тогда получается:

Cд=(ILs*tи)/dU, где
ILs - ток индуктивности рассеяния,
tи - время импульса,
dU - приращение напряжения на демп. емкости за импульс.

Смутно ощущаю, что одно из предположений можно получить аналитически.

Дык, оная ёмкость уже встроена в модель МОП-транзистора, даже в самую простую - уровня 1. Конечно, IRF тока такие простые модели и выкладывает, но если надо поточнее - в библиотеках OrCAD есть модели уровня 3.

Про треугольник согласен. Противоречий пока не вижу.


Здесь имелось в виду, что этими величинами мы задаемся, поскольку априори они не известны. Хотя, повторюсь, у меня есть смутное подозрение, что по крайней мере одну из этих величин можно вычислить.


Не отказываю. Хотя результат несколько неожиданный для меня.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Это 12к.
Цвета поменялись относительно первого рисунка.
Синий - ток коллектора VT1.
Желтый напряжение на этом же транзисторе, деленное на 100.
Зеленый - ток демпферного диода.
Красный - ток выходного диода.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Это 33к. Почему-то импульс стал уже. Или я чего-то не понимаю...

На этих диаграммах индуктивность рассеяния первичной обмотки составляет 1.5 мкГн, а вторичной 0.215 мкГн, сообразно с квадратами. За эти величины прошу ногами не бить. В реальности они были именно такими, поскольку использовались кольца из МП140.


В принципе, Microcap - неплохая программа. Моделирует сносно, не хуже OrCadа (сам не пользовался, а смотрел мастер-класс, в этом разделе форума в теме про резонансные преобразователи), а вот Proteus, на мой взгляд - г-но. У меня он выдавал неустранимые ошибки конвергенции там, где OrCad даже не спотыкался (моделирование схемки на одном транзисторе).
Но основная беда обоих вышеупомянутых программ по отношению к OrCadу в том, что в нем модель трансформатора более реалистичная. Поэтому, если будете моделировать, то лучше взять OrCad, хотя в своих остальных составляющих - это гадость редкостная.

Ненаю, никогда не юзал микрокап, однако, если они используют формат Spice, емкость Миллера там должна быть, разве что "забыли" дать ей ненулевое значение.
Вообще-то, большая часть готовых моделей в инете - это или OrCAD или IsSpice4, дык может лучше поменять программу? Из оркадовских моделей я б мог че-нить подкинуть, думаю, Прохожий тоже не откажет.



Более того, индуктивность рассеяния, которую мы измеряем, это не та величина, которая участвует в выбросе, поелику во время интересующего нас переходного процесса ток течёт в обеих обмотках одновременно. Следовательно, индуктивность рассеяния в этот короткий интервал времени будет зависеть, например, от конфигурации обмоток (как в прямоходовом трансформаторе).

Ну разумеется он стал уже! Возросло напряжение демпфирования, соответственно, уменьшилось время заряда индуктивности рассеяния, и потери в демпфере стали меньше. У нас же энергия, закачиваемая в кондер демпфера, определяется "треугольным" током, амплитудой в пиковое значение тока намагничивания, и длительностью, определяемой, в частности, напряжением демпфирования. Соответственно, средний ток, закачиваемый в демпфер, будет I=Ipri*t*f/2, где t - время действия этого "треугольного" тока, а f - частота преобразования, т.е. фактически t*f - это коэффициент заполнения этого самого треугольника.

Не откажу. Проблем нет. Только лично моих моделей (которые сам делал) у меня немного. Остальное из Сети.


Вопрос так и стоит:
а) можно ли измерив статическую (так можно назвать то, что мы меряем) индуктивность рассеяния, получить аналитические выражения для демпферной цепи с точностью до 10...15%, и
б) если можно, то как они будут выглядеть?

Касаемо расчёта потерь была статья в "Современной электронике" 3-2005 "Связь индуктивности рассеяния трансформатора и потерь в снаббере обратноходового преобразователя".
Правда, автор там немного смухлевал при сравнении теории и эксперимента.