Как же так? Agilent Аппноут AN154 стр 6 прямо утверждает что порт тестируемого
устройства может не быть согласован с линией передачи которая к нему подключена.
Только нагрузка (или генератор) линии передачи должна быть согласована с линией.
Книга Paul Young Electronic communication Techniques изд 5 стр 598 так же говорит
об измерении S-параметров устройства при нагрузках 50 ом.
Пролейте свет на видимое противоречие об измерении S-параметров.
Согласованая нагрузка или 50 ом.

В принципе измерять можно с любыми импедансами, но поскольку все измерительные приборы имеют стандартные входные и выходные импедансы в 50 Ом, то тогда и все волновые сопротивления подводящих линий передач должны быть 50 Ом, чтобы исключить какие-либо дополнительные переотражения до входа и после выхода тестируемого устройства. А уж само тестируемое устройство может иметь какие-угодно входные и выходные импедансы, которые и необходимо замерить.

2 grandrei

А можно ли в первом приближении считать, что если транзистор абсолютно устойчив по S-параметрам в малосигнальном режиме, то в режиме большого сигнала он также будет абсолютно устойчив?

С одной стороны, малосигнальный режим наиболее опасный с точки зрения паразитного самовозбуждения на любых частотах, поскольку крутизна транзистора максимальна как малосигнальная. Однако, в большом сигнале есть серьезная опасность параметрического возбуждения на субгармонике за счет нелинейной коллекторной емкости. Это довольно частое явление, особенно для биполярных усилителей. Кроме того, в некоторых случаях, если общий емиттер или база заземлены через конденсатор большой емкости, может быть режим автомодуляции. При наличии сильной обратной связи, но недостаточной для самовозбуждения, может возникнуть ситуация режима жесткого самовозбуждения, когда достаточно даже очень маленького сигнала на входе. Это вариант регенеративного усилителя или автогенератора с внешней синхронизацией. Но в принципе, первым делом надо проверять малосигнальный К-фактор, и если он больше единицы, то это в целом обнадеживает, но не дает полной гарантии, тем более, что в симуляциях все эти параметрические эффекты можно и не обнаружить из-за отсутствия точных нелинейных моделей транзисторов.

Недавно боролся с паразитными составляющими спектра УМ, у которого при расчете по малосигнальным S-параметрам K > 1.5. Усилитель Рвых = 50 Вт, транзистор RD70HVF1, частота 450 МГц, класс АВ (ток покоя - 10% от номинального при раскачке). При номинальной мощности спектр чистый. Выставляя пониженный уровень мощности 10 Вт (уменьшая смещение), заметил по бокам от несущей на расстоянии 60(!) МГц симметрично два паразитных "горба". Каждый "горб" - шумоподобный сигнал с шириной спектра 5-6 МГц и уровнем -55 дБ. Как ни бился - убрать не смог. Они видны и при 20%-ном изменении питания и при различной раскачке. Интересно, к какому виду самовозбуждения можно отнести данные "горбы"?

Похоже на что-то параметрическое, присущее этому транзистору. С другой стороны надо иметь ввиду, что малосигнальная крутизна при таком смещении и токе покоя не максимальна, и может возрасти в режиме большого сигнала. Понятно, что надо каким-то образом зашунтировать цепь по 60 МГц, возможно использовать не дроссель по питанию, а небольшую индуктивность (может быть и с дополнительным фильтром на 60 МГц). Очень эффективным методом с относительно низкочастотными возбуждениями является использование по входу высокочастотного согласующего звена с последовательной емкостью и параллельной индуктивностью вместо низкочастотного. Также не исключено влияние цепи смещения, поскольку уровень паразитных частот довольно мал, может надо там где-нибудь зашунтировать большой емкостью. А в общем, конечно, в каждом случае своя специфика. Например, помнится мощные полевые МДП-транзисторы типа 2П918 или 2П923 любили возбуждаться именно на 100 МГц в широкополосной схеме.

Помогло добавление в входную цепь согласования последовательного конденсатора, шунтированного резистором. "Горбы" исчезли. Моторола любит применять подобные цепочки.

Сообщение отредактировал RFMAN - Jan 12 2008, 11:04

В монолитных схемах я обычно вставляю просто последовательный резистор, подключаемый непосредственно к базе транзистора, поскольку в этом случае можно использовать очень маленькие его величины. А входную и межкаскадные цепи делаю в виде высокочастотных LC секций. В общем случае, смотрю как малосигнальный К-фактор, так и активную составляющую входного сопротивления транзистора в режиме большого сигнала. Естественно, это эффективно, если есть запас по усилению. А конденсатор и с параллельным резистором - действительно некогда популярный подход, но в гибридных схемах я им не пользовался.

Андрей, я разбирал множество монолитных сборок Mitsubishi и Freescale (метрового и дециметрового диапазонов, там обходятся просто цепью обратной связи - RC-цепь со стока на затвор. А по входу ставят П-аттенюатор (минус 2-3 дБ). Видимо, эффективный подход - вместе с повышением стабильности - расширяется полоса усиления. Схем с последовательным резистором встречал мало - только в тестовых схемах в даташитах на ВЧ транзисторы.

А выходную цепь разве не так же?

Впервые ознакомившись с их подходом в монолитных схемах в Сингапуре, я понял, что они долго не думают, а просто берут книгу, обычно это довольно простая книга Криппса, и делают как рекомендуют, уж о большом выборе согласующих цепей и не думают, да и не знают. Конечно, RC цепь со стока на затвор можно ставить, но она, во-первых, уменьшает КПД, а, во-вторых, требует довольно больших размеров, для емкости большого размера, а с маленькой емкостью можно получить и автогенератор. Поэтому, в усилителях для сотовых телефонов, изготовленных в RFMD или Skyworks их, по-моему, нет. Аттенюатор по входу, конечно, можно поставить, но в данном случае он ни чем не лучше обычного последовательного резистора, величина которого подбирается по отрицательной величине активной части входного сопротивления. В сущности это просто увеличение внутреннего последовательного сопротивления Rb эквивалентной схемы транзистора. А полоса усиления будет определяться количеством согласующих звеньев, поскольку нагруженная добротность определяется как квадратный корень из соотношения согласуемых сопротивлений минус единица. Если оно большое, то надо просто его уменьшить посредством использования нескольких звеньев. Например, за счет использование двух звеньев в межкаскадном согласовании и последовательного резистора, слегка увеличивающее входное сопротивление транзистора, я сделал трехкаскадный октавный усилитель с общим КПД >50% и мощностью порядка 32 дБм при питании 3.5 В в диапазоне частот 850 и 1900 МHz без всяких подстроек, во что никак не могли поверить ребята из Siemens.



А выходная цепь делается в виде низкочастотной LC цепи с параллельной емкостью/емкостями и последовательной линией передачи уже за пределами чипа во избежания потерь на FR4. Короткая линия от стока к питанию может служить как компенсация выходной емкости транзистора в классе АB/B или компенсацией только части емкости в классе Е. В моей первой книге у меня есть пример исполнения такого двухкаскадного усилителя, да и в последней Switchmode RF Power Amplifiers есть примеры на стр. 264-269 (абсолютно рабочий усилитель), а также пример проектирования на ADS в разделе 9.8.

Сообщение отредактировал grandrei - Jan 14 2008, 10:14

Андрей, большое спасибо за ответ.
Но есть момент, который мне не совсем понятен. Вы предлагаете в качестве согласующих межкаскадных цепей использовать ВЧ секции (последовательный конденсатор - параллельная индуктивность). У мощных транзисторов сопротивления небольшие (1...5 Ом) и при их согласовании в межкаскадной цепи расчетные значения индуктивностей получаются физически трудно реализуемые. Например, при согласовании выхода одного транзистора (5 Ом) со входом другого (2 Ом) на частоте 500 МГц (предположим, что их сопротивления чисто активные) мы получим цепь согласования - 130 пФ послед. емкость и парал. индуктивность 1.3 нГн! Сделать такую парал. индуктивность (с указанной точностью) сложно, а ведь 500 МГц - это не так уж и много! На более высоких частотах индуктивности будут еще меньше!
Вот в НЧ секции все гораздо проще - индуктивность последовательная - ее величину можно точно подобрать (на доли нГн), например, двигая парал. конденсатор вдоль микрополосковой линии. И емкость, сл-но можно подбирать.
Может в чем я не прав?

Сообщение отредактировал RFMAN - Jan 14 2008, 11:45

Нет, все правильно, поскольку я говорю о монолитном исполнении, где сделать индуктивность с хорошей точностью меньше, чем 1 нГн, нет проблем (можно даже использовать один или несколько проводничков, bondwire, с кристалла на корпус, а цепи сделать более широкополосными, чтобы небольшие вариации индуктивности не играли существенной роли). БОльшая проблема с последовательной емкостью, поскольку она большая по размеру и не всегда ее легко реализовать и смоделировать. А в гибридных схемах, конечно, первую согласующую цепь удобно делать низкочастотной, поскольку тот же параллельный переменный конденсатор легко можно припаять и непосредственно на базовых вывод транзистора. Предыдущее звено можно для разнообразия и большей стабильности сделать высокочастотным. А уж в балансных транзисторах сам бог велел использовать эффект виртуальной земли и конденсаторы размещать между двумы линиями, идущими к соответствующим базам.

Да, а что касается вашего примера, то обычно соотношение импедансов между выходом (при параллельном эквиваленте выходной цепи) и входом куда больше для биполярных транзисторов. Например, 50 Ом (не зависит от типа транзистора, для 100 мВт при питании 3.5 В) и порядка 1 Ом или даже меньше (для биполярного транзистора, обеспечивающего на выходе несколько ватт, если он без внутреннего согласования). Тогда, лучше всего использовать линию по питанию предыдущего транзистора как элемент высокочастотного звена (с учетом выходной емкости транзистора) и добавить последовательный конденсатор, чтобы согласовать, например, к 5 Ом. А уж далее использовать низкочастотное звено для согласования 5 Ом с 1 Ом. Это и широкополосно, и компактно.

А разве активная часть входного сопротивления транзистора может быть отрицательной?

Конечно, в зависимости от нагрузки, величины обратной связи, или общей индуктивности (это Yвх, а не Y11, которое для биполярного транзистора в основном определяется последовательным сопротивлением базы rб). Отрицательное сопротивление означает, что если подключаемая на входе активная нагрузка меньше, чем входное отрицательное сопротивление по абсолютному значению, то выполняются условия самовозбуждения и усилитель становится автогенератором. Поэтому, последовательно и включается резистор, величина которого больше, чем отрицательная активная составляющая. В ADS для измерения нужно просто промерить напряжение и ток на входе нагруженного транзистора и вывести значение активной составляющей как вещественную часть (Rе)от деления напряжения на ток.

В даташитах обычно приводят входной импеданс Zin = R + jX транзистора (последовательный эквивалент). Значение R всегда больше 0, значение Х - может быть и больше (индуктивный характер Zin) и меньше 0 (емкостной характер Zin).
Т.е. Вы имете имеете ввиду, что если Re(активной нагрузки на входе) < R, то наступает самовозбуждение. Правильно я понимаю?
И еще вопрос - есть такой вторичный параметр стабильности В1. Вы его учитываете?