Добрый день коллеги!

Раньше, когда вставала задача построить ВЧ устройство всегда применял готовые 50ом эл-ты, а тут был строгий указ. RD07MVS1, "т.к. мы их купили черти сколько и их нужно применить, так что модули оставь на потом..."

Начал разбираться. В даташит приведены S параметры до Гига, а так же пару точек комплексо сопряженных импедансов входа и выхода. По моему предположению (верно ли оно?), если пересчитать S в Z на тех частотах, для которых указанны компл. сопр. Z, и поменять знак, должно все сойтись.

Т.е. в даташит указанно, что на 520МГц сопряженное Zin=0.76+j0.06, и, т.к. Zo=10Ом, Zin=7.6+j0.6Ом, поменяв знак получим, что входное сопротивление транзистора 7.6 - j0.6 Ом.

Далее, следуя моей логике, берем точку по S хар. на частоте 520МГц получаем отражение 0.935 угол (-178.5). Пересчитываем в Z и получаем 1.68-j0.65 Ом, что не сходится с полученными ранее 7.6 - j0.6Ом.

Для чистоты эксперимента еще олна точка, 175МГц:

15.5-j55.3 Ом по диаграмме и 2.67 - j1.72 Ом при пересчете из S, разница огромная.

Товарищи, где и что я наврал?

Посмотрите пожалуйста кракие примеры по согласованию в ВЧ и СВЧ - написано просто и по-человечески vm-lab.narod.ru (в низу) и прекрасная прога рекомендована.

Как раз очень подробно описано чтение параметров из ДШ.

Где вы Мицубиши покупали ?

2Shurmas:

1. Читал я этот краткий курс, все что описано мной выше не противоречит тексту автора....

Так что вопрос остается открытым...

2. Митсубиши - Платан, Симметрон.

скачал ДШ - похоже данные странные. тогда просчитайте импеданс по схемам подключения двигаясь от 50 ом.

и посмотрите усилок на нем 450-520 МГц реф дезин ANUHF027B.pdf

там тоже можно сделать и выяснить. Ну иль письмо им напишите.

на 520 МГц расчетом по реф дезин ANUHF027B.pdf получилось
входное 2.1 - J0.5 - вот так ...

Shurmas, расскажите как считали, Ваши результаты с моими не сошлись...

Мой расчет:

1. Расчет ведется для для входной цепи по документу AN-UHF-027-B
2. Проверяем 50омность линии, которую они используют.

Ширина: 2.2 мм
Eps: 2.7
Толщина диэл: 0.8 мм
Толщину фольги и тангенс потерь возьмен средние 0.035 и 0.001

Для указанных данных программа TXLINE 2003 из пакета MWO дале следующие результаты:

Zo=48.8
Погонное измеение фазы@520МГц = 930.646
Eps(эффективное) = 2.22125

Проверим тоже самое программой TLine из пакета GENESYS 2003

Zo=48.7
Погонное измеение фазы@520МГц = примерно 910-950, т.к. считал приближенно из коэф. укорочения.
Eps(эффективное) = 2.2121

Вывод: линия из аппноута соответствует правде.

3. Для каждого кусочка линии высчитываем фазовую задержку:

34.5мм = 32.12град 11.5=10.707 7=6.5 4.6=4.28 29=27

4. Итого нам известно:
*Начальная точка 50ом
*параметры всех линий
*номиналы всех сосредоточенных эл-тов.

5. Наносим все это на диагр смита (я использовал SmithChart www.rfdude.com) и получаем, что на конце последней линии Z=2.06+j22.74, соответственно Zвхтранзистора 2.06-j22.74@520МГц, что не соответствует ни S11, ни Z из даташит.


6. Для проверки вычислений введем входную схему в GENESYS 2003, в качестве линий используем элемент TLP, описывающий физическую линию. Длины линий берем из апликашки, Eps эффективное из расчетов в п.2 Получаем на конце последней линии Z=2.07+j22.7, что абсолютно сошлось с расчетом по диаграмме смита...

7. Если расчет по диаграмме смита совпал с расчетом в GENESYS, считаем что обе программы дают математически верные результаты. Поэтому расчет Z на конце линии для схемы из даташит на транзистор проведем в GENESYS, т.к. там это более удобно.

Результаты: на конце последней линии Z=1.05-j1.6, значит Z транзистора должно быть 1.05+j1.6, что опять не сходится....

Итого: Вопрос из моего первого поста остается открытым...Расскажите как считали, Ваши результаты с моими не сошлись...

Мой расчет:

1. Расчет ведется для для входной цепи по документу AN-UHF-027-B
2. Проверяем 50омность линии, которую они используют.

Ширина: 2.2 мм
Eps: 2.7
Толщина диэл: 0.8 мм
Толщину фольги и тангенс потерь возьмен средние 0.035 и 0.001

Для указанных данных программа TXLINE 2003 из пакета MWO дале следующие результаты:

Zo=48.8
Погонное измеение фазы@520МГц = 930.646
Eps(эффективное) = 2.22125

Проверим тоже самое программой TLine из пакета GENESYS 2003

Zo=48.7
Погонное измеение фазы@520МГц = примерно 910-950, т.к. считал приближенно из коэф. укорочения.
Eps(эффективное) = 2.2121

Вывод: линия из аппноута соответствует правде.

3. Для каждого кусочка линии высчитываем фазовую задержку:

34.5мм = 32.12град 11.5=10.707 7=6.5 4.6=4.28 29=27

4. Итого нам известно:
*Начальная точка 50ом
*параметры всех линий
*номиналы всех сосредоточенных эл-тов.

5. Наносим все это на диагр смита (я использовал SmithChart www.rfdude.com) и получаем, что на конце последней линии Z=2.06+j22.74, соответственно Zвхтранзистора 2.06-j22.74@520МГц, что не соответствует ни S11, ни Z из даташит.


6. Для проверки вычислений введем входную схему в GENESYS 2003, в качестве линий используем элемент TLP, описывающий физическую линию. Длины линий берем из апликашки, Eps эффективное из расчетов в п.2 Получаем на конце последней линии Z=2.07+j22.7, что абсолютно сошлось с расчетом по диаграмме смита...

7. Если расчет по диаграмме смита совпал с расчетом в GENESYS, считаем что обе программы дают математически верные результаты. Поэтому расчет Z на конце линии для схемы из даташит на транзистор проведем в GENESYS, т.к. там это более удобно.

Результаты: на конце последней линии Z=1.05-j1.6, значит Z транзистора должно быть 1.05+j1.6, что опять не сходится....

Итого: Вопрос из моего первого поста остается открытым...Расскажите как считали, Ваши результаты с моими не сошлись...

Мой расчет:

1. Расчет ведется для для входной цепи по документу AN-UHF-027-B
2. Проверяем 50омность линии, которую они используют.

Ширина: 2.2 мм
Eps: 2.7
Толщина диэл: 0.8 мм
Толщину фольги и тангенс потерь возьмен средние 0.035 и 0.001

Для указанных данных программа TXLINE 2003 из пакета MWO дале следующие результаты:

Zo=48.8
Погонное измеение фазы@520МГц = 930.646
Eps(эффективное) = 2.22125

Проверим тоже самое программой TLine из пакета GENESYS 2003

Zo=48.7
Погонное измеение фазы@520МГц = примерно 910-950, т.к. считал приближенно из коэф. укорочения.
Eps(эффективное) = 2.2121

Вывод: линия из аппноута соответствует правде.

3. Для каждого кусочка линии высчитываем фазовую задержку:

34.5мм = 32.12град 11.5=10.707 7=6.5 4.6=4.28 29=27

4. Итого нам известно:
*Начальная точка 50ом
*параметры всех линий
*номиналы всех сосредоточенных эл-тов.

5. Наносим все это на диагр смита (я использовал SmithChart www.rfdude.com) и получаем, что на конце последней линии Z=2.06+j22.74, соответственно Zвхтранзистора 2.06-j22.74@520МГц, что не соответствует ни S11, ни Z из даташит.


6. Для проверки вычислений введем входную схему в GENESYS 2003, в качестве линий используем элемент TLP, описывающий физическую линию. Длины линий берем из апликашки, Eps эффективное из расчетов в п.2 Получаем на конце последней линии Z=2.07+j22.7, что абсолютно сошлось с расчетом по диаграмме смита...

7. Если расчет по диаграмме смита совпал с расчетом в GENESYS, считаем что обе программы дают математически верные результаты. Поэтому расчет Z на конце линии для схемы из даташит на транзистор проведем в GENESYS, т.к. там это более удобно.

Результаты: на конце последней линии Z=1.05-j1.6, значит Z транзистора должно быть 1.05+j1.6, что опять не сходится....

Итого: Вопрос из моего первого поста остается открытым...Расскажите как считали, Ваши результаты с моими не сошлись...

Мой расчет:

1. Расчет ведется для для входной цепи по документу AN-UHF-027-B
2. Проверяем 50омность линии, которую они используют.

Ширина: 2.2 мм
Eps: 2.7
Толщина диэл: 0.8 мм
Толщину фольги и тангенс потерь возьмен средние 0.035 и 0.001

Для указанных данных программа TXLINE 2003 из пакета MWO дале следующие результаты:

Zo=48.8
Погонное измеение фазы@520МГц = 930.646
Eps(эффективное) = 2.22125

Проверим тоже самое программой TLine из пакета GENESYS 2003

Zo=48.7
Погонное измеение фазы@520МГц = примерно 910-950, т.к. считал приближенно из коэф. укорочения.
Eps(эффективное) = 2.2121

Вывод: линия из аппноута соответствует правде.

3. Для каждого кусочка линии высчитываем фазовую задержку:

34.5мм = 32.12град 11.5=10.707 7=6.5 4.6=4.28 29=27

4. Итого нам известно:
*Начальная точка 50ом
*параметры всех линий
*номиналы всех сосредоточенных эл-тов.

5. Наносим все это на диагр смита (я использовал SmithChart www.rfdude.com) и получаем, что на конце последней линии Z=2.06+j22.74, соответственно Zвхтранзистора 2.06-j22.74@520МГц, что не соответствует ни S11, ни Z из даташит.


6. Для проверки вычислений введем входную схему в GENESYS 2003, в качестве линий используем элемент TLP, описывающий физическую линию. Длины линий берем из апликашки, Eps эффективное из расчетов в п.2 Получаем на конце последней линии Z=2.07+j22.7, что абсолютно сошлось с расчетом по диаграмме смита...

7. Если расчет по диаграмме смита совпал с расчетом в GENESYS, считаем что обе программы дают математически верные результаты. Поэтому расчет Z на конце линии для схемы из даташит на транзистор проведем в GENESYS, т.к. там это более удобно.

Результаты: на конце последней линии Z=1.05-j1.6, значит Z транзистора должно быть 1.05+j1.6, что опять не сходится....

Итого: Вопрос из моего первого поста остается открытым...

Все дело в том, входное и выходное сопротивление транзистора дано при условии полного согласования по входу и выходу и обратная связь внунтренняя (транзистора) действует. А S-параметры даны для случая:
S11 - когда согласование по выходу полное, по входу измеряют коффициенты отражения.
и обратная связь действует.

В чём разница? В одном случае полное согласование по выходу и входу, в другом согласование только по выходу. Обратная связь влияет на входное сопротивление транзистора. Поэтому и разница в результатах.

Аналогично и для S22.

Возвращаю вас в начало темы. Не нужно смешивать приведенные S-параметры(малосигнальные) с приведенными последователными входными импедансами на отдельных частотах при номинальной мощности (большие сигналы). Они никогда не совпадут. Во всех ваших дальнейший согласованиях никакие взаимные харакеристики S12 и S21 не участвуют, делается все отдельно для входа и выхода.
Если ваша схема 2х тактная, согласовывайте половину до 25 ом. Нарисуйте экв. послед. схему в Office, если там работаете, добавьте 1 порт, получите S11/S22 и дальше все по схеме. Кондеры для симуляции
вставляйте конкретные(AVX, ATC), а не идеальные(даже с Q).

Я использовал прогу SMITH 2.02 (там очень простое графическое построение) которая рекомендована и скачивается в курсе по согласованию.

Вы заметили что линия перед затвором короткая а на рисунке отсутствует десятичная точка в длине линии ? помоему нет !

Реальная часть у нас совпала практически.

Но я не спорю, возможно вы посчитали точней.



Почему вы считаете их малосигнальными ? я не спорю, а просто хочу узнать. ведь это не отмечено в ДШ. кстати параметры тоже приведены для конкретных частот - как и обычно бывает.




Как вы это узнали ? где об этом написано в ДШ или еще где либо ?

Посмотрите сами datasheet на RD07... Id=750 mA. Там приведены режимы транзистора отнюдь не малосигнальные. И вообще какой смысл приводить S-параметры для режимов в которых транзистор не будет использован?

А на счет S11, это определение приводиться в любом учебнике, я сразу затрудняюсь на память назвать ссылку. А впрочем в этой же теме была прекрасная ссылка www.vm-lab.narod.ru. Посмотрите!

Читайте литературу. Это обычное дело: на мощные транзисторы приводят только несколько входных сопротивлений на нескольких частотах при номинальной мощности. Посмотрите транзисторы Motorola, Macom и др., все одно и то же. Посетите www.freescale.com (это Motorola), www.macom.com -там много AN по этому поводу и по согласованиям в том числе.
Если Вы не занимались этим (модули не в счет), горя нахлебаетесь. Согласование- полбеды, дальше вопрос стабильности, работа на резонансную антенну. Из своего большого опыта УМ (до 1кВ) могу сказать, дешевле будет применять все те же модули.

Мне кажется, что ничего страшного. У RD07... на частотах 470-500 МГц активное входное и выходное сопртивление. Это позволяет согласовать легко в широком диапазоне частот вход и выход транзистора. А вопрос устойчивости, это вопрос хорошего согласования. Если не будет отражений на входе и выходе, то схема будет абсолютно устойчива. А вопрос работы на резонансную антенну, я не понимаю, в чем трудность?! Этот транзистор у меня работает в 5 ваттном передатчике без проблем.

Smith да и другие проги считают устойчивость, кстати в упомянутом выше курсе по согласованию есть уроки по MWO там как раз расчет усилителя и на устойчивость в том числе.

2Valery_Vlad:



А как такие измерения проводят? Ведь получается, что для промера одной точки S11, нужно заново настраивать выходную цепь, причем, по всей видимости, вручную...

Я всегда думал, что S11 и S22 измеряют при нагруженных противоположных концах на 50ом. Т.е. взяли транзистор, подключили к нему векторный анализатор, дали смещение и смотрим готовые Sxx....

2Shurmas:

Спасибо за подсказку, действительно не заметил точку. Пересчитанный результат 1.7+j0.15.

2Всем:

Попробовал промоделировать такой случай: В GENESYS взял двухполюсних, подгрузив ему S параметры из файла к тр-ру, и ко входу подключил входную цепь, которую обсуждали выше, после чего замерял S22. Получил вот таку картинку:



Верхняя кривая из файла, нижняя - то что "намеряли".... Мимо, но очень близко. Даже изгибы повторяются... ;-)

Далее те же действия, только для выходной цепи и S11. Красная из файла, оранжевая из расчета.



Еще более мимо, но все равно рядом.

Ну думаю соберу все до кучи и увижу красивый закрутасик вокруг 50ом на частотах вблизи 520МГц. Но был разочарован....





Так как же мне все таки согласовать этот транзистор?

лтбо производителю в сапорт отписать,

либо проект иль изделие на нем найти,

либо в институт радиотехники (иль еще кому "могучим") податься и измерить у них на оборудовании параметры транза или десятка.

или реф дезин повторить и посмотреть что там получается.

Не надо никому писать! В datasheet все данные для проектирования есть. У нас все разработчики пользуются заданными входным и выходным сопротивлениями. Это измеренные на одной частоте параметры, при данном напряжении, при данной входной мощности вполне пригодны для схемной реализации. При изменении частоты и входной мощности и напряжения питания и смещения входное и выходное сопротивление меняется незначительно, но требует изменение в цепях согласования. При этом процесс выбора параметров согласующих цепей идет итерационным методом. Сначала настраивается выходная цепь по минимуму КСВ, потом входная по максимуму мощности. И так несколько итераций, пока параметры не сойдутся к номиналу, при котором КСВ минимален и мощность максимальна и КПД не ниже 50%. Может вам покажется это слишком сложным, но другого пути нет. Готов вам помочь в решении этой задачи. Расчетами в различных симуляторах вы ничего не сделаете практически, я в этом давно убедился.

Топик как раз об этом - в ДШ эти параметры заданы двумя способами и НЕ СОВПАДАЮТ ! Какие из двух верные ?

Какие использовать ?

Верные все, а использовать для расчетов параметров согласующих цепей только Zin и Zout .

Дравствуйте коллеги.
Очень приятно было прочитать ваши рассуждения.
В дополнение или в продолжение подкидываю ссылку.
http://www-se.dee.fct.unl.pt/leec/e4/Motor...ch=%22an282a%22
Классика !
получите массу удовольствия
С уважением
Yak40

дак этот апноут 282 и еще 548 в курсе по согласованию и рассматриваются.

вот цитата:

Large-signal impedances should not be confused with
small-signal, two port parameters which are normally
measured at low signal levels with Class A bias and the
transistor (or IC) connected directly to a short, open, or 50
ohm termination.

Most of the data which appears on Motorola RF power
transistor data sheets is measured in common emitter, Class
C amplifiers; as this condition covers the majority of device
applications.

И как это связано с темой согласования RD07.... Нельзя ли подробнее?

дак переведите и прочитайте об чем речь в топике.

Я не знаю как вы поняли написанное. Можно краткое резюме?

Large-signal impedances should not be confused with
small-signal, two port parameters which are normally
measured at low signal levels with Class A bias and the
transistor (or IC) connected directly to a short, open, or 50
ohm termination.

я понимаю так: импедансы большого сигнала не следут путать с малосигнальными 2-портовыми параметрами которые ...

===== Разные они короче.

обычно измерены на малом сигнале со смещением в классе А транзисторов соедененых прямо на к.з., х.х
или на 50 ом нагрузку.
вы правы.

В продолжение темы подкидываю другой интересный пример с расхождением выходного импеданса транзистора расчетным методом и взятым от производителя , что дает разные номиналы согласующей выходной цепи.Чему верить?

Перед согласованием нужно обеспечить безусловную стабильность усилителя (транзистора) на всех частотах.
Для этого строятся окружности стабильности, и на вход или выход вносятся элементы с потерями (резисторы) или применяют ООС, так что бы круги стабильности не пересекали область диаграммы Смита, ограниченную |Г|=1.

Затем процедура согласования зависит от того, что вы от этого усилителя хотите добиться. Если цель - максимальный коэффициент усиления, то проводится одновременное спаренное согласование входа и выхода .


Вот в этой книге об этом отлично написано: Rowan Gilmore, Les Besser
Practical RF Circuit Design for Modern Wireless Systems. Volume II Active Circuits and Systems.

P.S. В Genesys столько встроенных wizards, что может там найдется какой-нибудь и для согласования усилителя на биполярном транзисторе?

[quote name='Shurmas' post='152794' date='Sep 9 2006, 03:02']
Посмотрите пожалуйста кракие примеры по согласованию в ВЧ и СВЧ - написано просто и по-человечески vm-lab.narod.ru (в низу) и прекрасная прога рекомендована.

Как раз очень подробно описано чтение параметров из

НЕТ ! не 50 ом а согласованая нагрузка.

Как же так? Agilent Аппноут AN154 стр 6 прямо утверждает что порт тестируемого
устройства может не быть согласован с линией передачи которая к нему подключена.
Только нагрузка (или генератор) линии передачи должна быть согласована с линией.
Книга Paul Young Electronic communication Techniques изд 5 стр 598 так же говорит
об измерении S-параметров устройства при нагрузках 50 ом.
Пролейте свет на видимое противоречие об измерении S-параметров.
Согласованая нагрузка или 50 ом.

В принципе измерять можно с любыми импедансами, но поскольку все измерительные приборы имеют стандартные входные и выходные импедансы в 50 Ом, то тогда и все волновые сопротивления подводящих линий передач должны быть 50 Ом, чтобы исключить какие-либо дополнительные переотражения до входа и после выхода тестируемого устройства. А уж само тестируемое устройство может иметь какие-угодно входные и выходные импедансы, которые и необходимо замерить.

2 grandrei

А можно ли в первом приближении считать, что если транзистор абсолютно устойчив по S-параметрам в малосигнальном режиме, то в режиме большого сигнала он также будет абсолютно устойчив?

С одной стороны, малосигнальный режим наиболее опасный с точки зрения паразитного самовозбуждения на любых частотах, поскольку крутизна транзистора максимальна как малосигнальная. Однако, в большом сигнале есть серьезная опасность параметрического возбуждения на субгармонике за счет нелинейной коллекторной емкости. Это довольно частое явление, особенно для биполярных усилителей. Кроме того, в некоторых случаях, если общий емиттер или база заземлены через конденсатор большой емкости, может быть режим автомодуляции. При наличии сильной обратной связи, но недостаточной для самовозбуждения, может возникнуть ситуация режима жесткого самовозбуждения, когда достаточно даже очень маленького сигнала на входе. Это вариант регенеративного усилителя или автогенератора с внешней синхронизацией. Но в принципе, первым делом надо проверять малосигнальный К-фактор, и если он больше единицы, то это в целом обнадеживает, но не дает полной гарантии, тем более, что в симуляциях все эти параметрические эффекты можно и не обнаружить из-за отсутствия точных нелинейных моделей транзисторов.

Недавно боролся с паразитными составляющими спектра УМ, у которого при расчете по малосигнальным S-параметрам K > 1.5. Усилитель Рвых = 50 Вт, транзистор RD70HVF1, частота 450 МГц, класс АВ (ток покоя - 10% от номинального при раскачке). При номинальной мощности спектр чистый. Выставляя пониженный уровень мощности 10 Вт (уменьшая смещение), заметил по бокам от несущей на расстоянии 60(!) МГц симметрично два паразитных "горба". Каждый "горб" - шумоподобный сигнал с шириной спектра 5-6 МГц и уровнем -55 дБ. Как ни бился - убрать не смог. Они видны и при 20%-ном изменении питания и при различной раскачке. Интересно, к какому виду самовозбуждения можно отнести данные "горбы"?

Похоже на что-то параметрическое, присущее этому транзистору. С другой стороны надо иметь ввиду, что малосигнальная крутизна при таком смещении и токе покоя не максимальна, и может возрасти в режиме большого сигнала. Понятно, что надо каким-то образом зашунтировать цепь по 60 МГц, возможно использовать не дроссель по питанию, а небольшую индуктивность (может быть и с дополнительным фильтром на 60 МГц). Очень эффективным методом с относительно низкочастотными возбуждениями является использование по входу высокочастотного согласующего звена с последовательной емкостью и параллельной индуктивностью вместо низкочастотного. Также не исключено влияние цепи смещения, поскольку уровень паразитных частот довольно мал, может надо там где-нибудь зашунтировать большой емкостью. А в общем, конечно, в каждом случае своя специфика. Например, помнится мощные полевые МДП-транзисторы типа 2П918 или 2П923 любили возбуждаться именно на 100 МГц в широкополосной схеме.

Помогло добавление в входную цепь согласования последовательного конденсатора, шунтированного резистором. "Горбы" исчезли. Моторола любит применять подобные цепочки.

В монолитных схемах я обычно вставляю просто последовательный резистор, подключаемый непосредственно к базе транзистора, поскольку в этом случае можно использовать очень маленькие его величины. А входную и межкаскадные цепи делаю в виде высокочастотных LC секций. В общем случае, смотрю как малосигнальный К-фактор, так и активную составляющую входного сопротивления транзистора в режиме большого сигнала. Естественно, это эффективно, если есть запас по усилению. А конденсатор и с параллельным резистором - действительно некогда популярный подход, но в гибридных схемах я им не пользовался.

Андрей, я разбирал множество монолитных сборок Mitsubishi и Freescale (метрового и дециметрового диапазонов, там обходятся просто цепью обратной связи - RC-цепь со стока на затвор. А по входу ставят П-аттенюатор (минус 2-3 дБ). Видимо, эффективный подход - вместе с повышением стабильности - расширяется полоса усиления. Схем с последовательным резистором встречал мало - только в тестовых схемах в даташитах на ВЧ транзисторы.

А выходную цепь разве не так же?

Впервые ознакомившись с их подходом в монолитных схемах в Сингапуре, я понял, что они долго не думают, а просто берут книгу, обычно это довольно простая книга Криппса, и делают как рекомендуют, уж о большом выборе согласующих цепей и не думают, да и не знают. Конечно, RC цепь со стока на затвор можно ставить, но она, во-первых, уменьшает КПД, а, во-вторых, требует довольно больших размеров, для емкости большого размера, а с маленькой емкостью можно получить и автогенератор. Поэтому, в усилителях для сотовых телефонов, изготовленных в RFMD или Skyworks их, по-моему, нет. Аттенюатор по входу, конечно, можно поставить, но в данном случае он ни чем не лучше обычного последовательного резистора, величина которого подбирается по отрицательной величине активной части входного сопротивления. В сущности это просто увеличение внутреннего последовательного сопротивления Rb эквивалентной схемы транзистора. А полоса усиления будет определяться количеством согласующих звеньев, поскольку нагруженная добротность определяется как квадратный корень из соотношения согласуемых сопротивлений минус единица. Если оно большое, то надо просто его уменьшить посредством использования нескольких звеньев. Например, за счет использование двух звеньев в межкаскадном согласовании и последовательного резистора, слегка увеличивающее входное сопротивление транзистора, я сделал трехкаскадный октавный усилитель с общим КПД >50% и мощностью порядка 32 дБм при питании 3.5 В в диапазоне частот 850 и 1900 МHz без всяких подстроек, во что никак не могли поверить ребята из Siemens.



А выходная цепь делается в виде низкочастотной LC цепи с параллельной емкостью/емкостями и последовательной линией передачи уже за пределами чипа во избежания потерь на FR4. Короткая линия от стока к питанию может служить как компенсация выходной емкости транзистора в классе АB/B или компенсацией только части емкости в классе Е. В моей первой книге у меня есть пример исполнения такого двухкаскадного усилителя, да и в последней Switchmode RF Power Amplifiers есть примеры на стр. 264-269 (абсолютно рабочий усилитель), а также пример проектирования на ADS в разделе 9.8.

Андрей, большое спасибо за ответ.
Но есть момент, который мне не совсем понятен. Вы предлагаете в качестве согласующих межкаскадных цепей использовать ВЧ секции (последовательный конденсатор - параллельная индуктивность). У мощных транзисторов сопротивления небольшие (1...5 Ом) и при их согласовании в межкаскадной цепи расчетные значения индуктивностей получаются физически трудно реализуемые. Например, при согласовании выхода одного транзистора (5 Ом) со входом другого (2 Ом) на частоте 500 МГц (предположим, что их сопротивления чисто активные) мы получим цепь согласования - 130 пФ послед. емкость и парал. индуктивность 1.3 нГн! Сделать такую парал. индуктивность (с указанной точностью) сложно, а ведь 500 МГц - это не так уж и много! На более высоких частотах индуктивности будут еще меньше!
Вот в НЧ секции все гораздо проще - индуктивность последовательная - ее величину можно точно подобрать (на доли нГн), например, двигая парал. конденсатор вдоль микрополосковой линии. И емкость, сл-но можно подбирать.
Может в чем я не прав?

Нет, все правильно, поскольку я говорю о монолитном исполнении, где сделать индуктивность с хорошей точностью меньше, чем 1 нГн, нет проблем (можно даже использовать один или несколько проводничков, bondwire, с кристалла на корпус, а цепи сделать более широкополосными, чтобы небольшие вариации индуктивности не играли существенной роли). БОльшая проблема с последовательной емкостью, поскольку она большая по размеру и не всегда ее легко реализовать и смоделировать. А в гибридных схемах, конечно, первую согласующую цепь удобно делать низкочастотной, поскольку тот же параллельный переменный конденсатор легко можно припаять и непосредственно на базовых вывод транзистора. Предыдущее звено можно для разнообразия и большей стабильности сделать высокочастотным. А уж в балансных транзисторах сам бог велел использовать эффект виртуальной земли и конденсаторы размещать между двумы линиями, идущими к соответствующим базам.

Да, а что касается вашего примера, то обычно соотношение импедансов между выходом (при параллельном эквиваленте выходной цепи) и входом куда больше для биполярных транзисторов. Например, 50 Ом (не зависит от типа транзистора, для 100 мВт при питании 3.5 В) и порядка 1 Ом или даже меньше (для биполярного транзистора, обеспечивающего на выходе несколько ватт, если он без внутреннего согласования). Тогда, лучше всего использовать линию по питанию предыдущего транзистора как элемент высокочастотного звена (с учетом выходной емкости транзистора) и добавить последовательный конденсатор, чтобы согласовать, например, к 5 Ом. А уж далее использовать низкочастотное звено для согласования 5 Ом с 1 Ом. Это и широкополосно, и компактно.

А разве активная часть входного сопротивления транзистора может быть отрицательной?

Конечно, в зависимости от нагрузки, величины обратной связи, или общей индуктивности (это Yвх, а не Y11, которое для биполярного транзистора в основном определяется последовательным сопротивлением базы rб). Отрицательное сопротивление означает, что если подключаемая на входе активная нагрузка меньше, чем входное отрицательное сопротивление по абсолютному значению, то выполняются условия самовозбуждения и усилитель становится автогенератором. Поэтому, последовательно и включается резистор, величина которого больше, чем отрицательная активная составляющая. В ADS для измерения нужно просто промерить напряжение и ток на входе нагруженного транзистора и вывести значение активной составляющей как вещественную часть (Rе)от деления напряжения на ток.

В даташитах обычно приводят входной импеданс Zin = R + jX транзистора (последовательный эквивалент). Значение R всегда больше 0, значение Х - может быть и больше (индуктивный характер Zin) и меньше 0 (емкостной характер Zin).
Т.е. Вы имете имеете ввиду, что если Re(активной нагрузки на входе) < R, то наступает самовозбуждение. Правильно я понимаю?
И еще вопрос - есть такой вторичный параметр стабильности В1. Вы его учитываете?

Это входной импеданс транзистора, измеренный в режиме load-pull по входу и выходу на номинальную мощность при абсолютной устойчивости транзистора, т.е. для режима класса АB/B. Однако, в реальных схемах, особенно в многокаскадных усилителях, нагрузки могут быть разные, как и влияние влияние паразитов, и, как результат, активная составляющая может стать отрицательной. И если сделать все эти активные составляющие положительными в режиме малого и большого сигналов у всех транзисторов и обеспечить К > 1 всего усилителя в режиме малого во всей полосе, то все должно работать устойчиво. А параметром B1 я не пользуюсь.

Что-то не сходится. Для примера взял транзистор RD70HVF1. В даташите имеется тестовая схема на 520 МГц. Указаны Zin и Zout, измеренные в данной схеме. Еще даны малосигнальные S-параметры. По ним получил, что указанный транзистор неустойчив (K < 1) на частотах ниже 300 МГц с данными цепями согласования. А ведь в данной тестовой схеме проверяют транзистор с нагрузкой с КСВ=20 (All phase). Значит, гудеть должен был? И это далеко не единственный пример. RD07MVS1, Вам известный, имеет К<1 на частотах ниже 420 МГц в рекомендуемой тестовой схеме.
Так в чем же нестыковка?

Вполне возможно, что и подгуживал при измерениях, но поскольку это далековато от измеряемой частоты, то особого влияния не должно быть. Однако, скорее всего, а именно так мы в свое время и меряли на Р4-11, малосигнальные S-параметры транзистора измеряны для определенного смещения с небольшим током покоя безо всяких цепей согласования, когда транзистор вставляется в специальное fixture и меряется в 50-омном тракте. А вот Zin и Zout уже измеряны с цепями согласования в номинальном режиме и думаю, что спектр был чистым.

Вы имеете ввиду рабочую полосу усилителя, не так ли? А если за ее пределами К меньше 1, то можно ли закрывать на это глаза? Тем более, что S-параметры в даташитах охватывают далеко не весь частотный диапазон. Например, для RD07MVS1 - S-параметры даны от 100 до 1000 MГц. Т.е. неизвестно, какую величину имеет К за пределами полосы. Как рассуждать в данном случае?

Я имею ввиду всю частотную полосу от самых низкох частот области до fмакс. Откровенно говоря, мне вообще непонятно зачем нужны эти малосигнальные S-параметеры в спецификации на мощный транзистор. Разве что показать потенциально неустойчивые частотные области транзистора. Тем более, что, при проектировании, К-фактор должен быть больше единицы во всей частотной области, иначе могут (а могут и не возникнуть, так как модель может быть не очень точна с завышенной, например, крутизной) возникнуть в областях с К < 1 паразитные колебания, что не будет соответствовать спектральным требованиям по spurious, но также влиять и на основной сигнал.