Спасибо за статью. Изучу.

Если верно понял из текста, то речь идет про дополнительную петлю, образованную подключением анода оптрона к выходу источника (а не к отдельному стабилизированному напряжению, как на первой схеме). И сам боде на рис.7 нарисован только для связки "силовая часть"+"оптрон" (без участия TL431). АЧХ открытой петли "силовая часть"+"оптрон" имеет полку 10+6=16Дб, потом её "закрыли" и получили полку -1.5Дб (TL431 не участвует). Собственно я не понял ход рассуждений, почему захотели получить в этом месте именно около 0Дб (-1.5) при закрытии и как обеспечили.

Да, верно, поторопился с ответом. Действительно, существет же два пути передачи воздействия с выхода источника оптрону.
При "закрытии" получили примерно единичное усиление, потому что у внутренней обратной связи нет усилителя ошибки. Отношение Vo/B равно отношению произведения коэффициентов передачи оптрона и силовой части на это же произведение плюс 1, что в данном случае составило -1,5 дБ.

Понял, спасибо.
Засада в том, что частота среза характеристики этой дополнительной петли при закрывании прилично смещается вправо, к тому-же ездит влево-вправо при изменении нагрузки источника (из-за смещения низкочастотного полюса от выходного конденсатора), вобщем не просто это дело красиво скомпенсировать .....


Или обусловленный наличием дополнительного нуля в силовой части?

Так в этом и фича. Фактически, автор объясняет, почему на практике используют именно эту схему питания оптрона и почему питание через стабилизатор, например от того же выходного напряжения, будет хуже. За счёт "внутренней" ОС уменьшается влияние разброса параметров оптрона и уменьшается выходной импеданс источника питания. 12 дБ на рис. 9 получаются за счёт смещения характеристики вправо, а завал на верхних частотах - это уже усилитель ошибки на TL431 постарался.

Да вроде бы, не должны ездить - "внутренняя" обратная связь частотонезависимая. Точнее так - будут ездить за счёт силовой части, но, примерно, в тех же пределах.


Дополнительный - то есть в правой комплексной полуплоскости (right half plane zero)? В принципе - да, но, например, у прямоходовых топологий этого несчастья вообще не бывает (как правило), а колебательный контур и, соотвественно, полином второй степени, вполне могут быть.

Это понятно, что фитча полезная, я просто хотел сказать, что нужно грамотно учесть сдвиг, т.к. эта сдвинутая частота среза и ноль, введенный ОС TL431 должны в идеале расположиться в одном месте.

Полюс, образованный выходным конденсатором и сопротивлением нагрузки лежит в данном случае на 500Гц, как будет меняться нагрузка, так и он будет смещаться влево-вправо. А ведь он большей частью и определяет частоту среза закрытой внутренней петли, которую нужно максимально близко состыковать с нулём TL431.

Да, это я имел ввиду.

Для режима ПТ всё выглядит не так страшно - полюсов всего на единицу больше, чем нулей. Т.е., в перспективе запас устойчивости по фазе уже есть и достаточно скомпенсировать полюс отпрона, что и делает нуль TL431.
Конечно, составлять систему уравнений и линеаризовать их в рабочей точке вручную - занятие утомительное, поэтому автор и предлагает делать это в симуляторе, а непрерывные (усреднённые) модели есть уже готовые.

На днях моделировал косой полумост и столкнулся с некоторыми вопросами:

действительно ли индуктивость рассеяния силового транса сокращает коэффициент заполнения?

Если да, то почему в реальных расчетах не участвует индуктивность рассеяния или это лиш "глюк" моделирования? Индуктивность рассеяния я брал 1% от индуктивности намагничивания.

Очевидно, что индуктивность рассеяния ограничивает скорость нарастания/спада тока, что ведет к сокращению реального коэфициента заполнения. Эффект особенно заметен при больших токах.

Совершенно верно, так и получается. У меня в нагрузке ток 19 А и напряжение 14 В. Стоит понизить ток и все встает на свои места. Похоже чем больше ток нагрузки, тем больше энергии запасается в индуктивности рассеяния (вероятно там участвует и постоянный ток намагничивания) и тем больше времени требуется на размагничивание этой индуктивности.

Помогите решить проблему в прямоходовом источнике питания с двумя транзисторами.

По расчету получается что ток намагничивания первичной обмотки имеет одно значение (70мА), а при моделировании получается намного больше. Не пойму в чем проблема?

Если нужно могу выложить и модель схемы.

Считаете что можно как-то по-другому посмотреть, что творится в вашей схеме?

Вот пожалуйста

и сам файл моделирования  ______________.zip ( 1.27 килобайт ) Кол-во скачиваний: 255
.

Индуктивность рассеяния - такая же индуктивность, как и любая другая, и соответственно энергия в ней так же запасается, и зависимость от тока аж квадратичная! E=(I^2*L)/2



А как Вы определяете, сколько тока ы первичке составляет ток намагничивания, а сколько ток в нагрузку?

Предлагаю протестировать модель MC34063A для SwCAD III и высказать свое мнение.

Сравнил с одной из двух моделей ON Semiconductor в схеме понижающего преобразователя из даташита. Результаты, собственно, вот, в файле. Старт-ап проходит нормально, по крайней мере, - не показывает всякие чудеса, как в другой модели той же ON. Пульсации выходного напряжения (измеренные) находятся в пределах диапазона, определяемого ESR выходного конденсатора. Зависимости выходного напряжения от входного напряжения и тока нагрузки отличаются от измеренных, однако, неизвестно, как мотороловцы измеряли эти значения (я в обоих случаях брал значение RMS). Порадовало корректное моделирование тока КЗ - для сравнния, в модели ON Semiconductor оный ток в два раза больше измеренного значения.