Единицы Ом это на гигагерцах.
Входная цепь этих транзисторов это емкость затвор-исток, где-то 10-15 пФ, и последовательно с ней сопротивления затвора и истока суммарно в несколько Ом.
При пересчете в параллельное эквивалентное сопротивление это даст десятки Ом, так что 15 Ом надо сравнивать с эквивалентным сопротивлением.

Насчет повышающего я возможно погорячился, надо считать, но для расчета нет данных. Но коэффициент трансформации на мой взгляд будет не ниже единицы.

Для транзистора источником является то, что подключено к затвору.
А с точки зрения устойчивости, параллельный контур предпочтительнее.

Согласно приведенным S-параметрам на частоте 160 МГц, например - входная цепь транзистора представляет собой эквивалент параллельного соединения резистора 8,3 Ом и конденсатора 217 пФ. Последовательный эквивалент 1,27 Ом и 283 пФ (около 4 Ом на 160 МГц). Где тут десятки Ом?

Про устойчивость - есть К-фактор стабильности. Если он меньше 1 (неустойчивый активный элемент), то никакими реактивными элементами стабильность не поднять. Только резисторами.

K = ( 1 - |S11|2 - |S22|2 + |D|2 ) / (2 |S12| |S21|)

where D = S11S22 - S12S21

From a practical standpoint when K>1, S11<1, and S22<1, the two-port is unconditionally stable.

Для proxi

Я не знаю как Вы насчитали более 200 пФ, я брал емкости с близкого по параметрам транзистора
pd84002

А Вы что, из S-параметров последовательный и параллельный эквивалент посчитать не могли?
Для транзистора PD84002 же даны оптимальные входные импедансы в диапазоне 850 МГц.
Приблизительно 1,7 - j8.5. Отсюда можно вычислить реальные эквиваленты входа и выхода транзистора.
На частоте 850 МГц это параллельный эквивалент 44 Ом и 22 пФ.
Вот эти 22 пФ и есть емкостная составляющая на входе.
В даташите приведена емкость 16 пФ, измеренная на 1 МГц при нулевом смещении.
При наличии смещения и другой частоте 850 МГц эта емкость слегка изменилась - эти самые 22 пФ.
Для моего транзистора получается совершенно другая емкость.

Сообщение отредактировал Isomorphic - Aug 27 2008, 06:32

Мерять - самый надежный метод.

Ну вот и померяйте свой при таких же условиях.

И чем мерить, LCR-метром, что ли?
Для измерения импеданса используется прецизионный измерительный стенд с подложкой для транзистора и специальными ВЧ-щупами. Я этим не располагаю. Импедансы транзистора очень низкие и точно измерить их невозможно без этой аппаратуры. И потом, все уже и так измеренно, даны S-параметры. Из S11, как заметил grandrei (Андрей Гребенников), а он-то уж в этом профи, легко вычислить входную емкость затвор-исток, причем на заданной частоте.
Да и посмотрите на приведенную диаграмму Смита (если Вы с ней знакомы), по ней видно и характер входного импеданса по S11 - емкостной (4...5 Ома на 160 МГц - это около 280 пФ) и низкоомный (1...2 Ома).

Сообщение отредактировал Isomorphic - Aug 27 2008, 07:49

Если имеются S-параметры транзистора и K-фактор получается меньше единицы, то это говорит о нестабильности транзистора и только. И подразумевает наличие у него внутренней положительной обратной связи за счет емкости затвор-сток или общей индуктивности истока. Однако, наличие внешних цепей (как резистивных, так и реактивных) может изменить ситуацию как в лучшую (компенсировать обратные связи), так и в худшую (появлятся дополнительные обратные связи). И здесь K-фактор уже будет характеризовать нестабильность всей цепи. Поэтому в целом наличие информации о нестабильности транзистора весьма полезна с точки зрения определения потенциальных областей его неустойчивости, но в целом нужно определять K-фактор полной цепи.

Сообщение отредактировал grandrei - Aug 27 2008, 08:58

grandrei, я именно так и делаю. Определяю К-фактор всей цепи по S-параметрам.
Только ввод резисторов в затвор последовательно и параллельно дает в рабочей области частот К>1.
Добавление дросселя 20 нГн последовательно к 15 Омам не увеличивает К. Увеличиваю 15 Ом - К-фактор падает. При этом расчет в MWO дает 15 дБ усиления максимум (как и на практике, впрочем).
Но есть такой параметр - Maximum Stable Gain (максимальное усиление при К>1), вот он почему-то по расчету (S21/S12) выходит 22...25 Дб. Но получить это усиление в полосе 10-15 МГц даже в программе с идеализированными элементами не могу, хоть и КСВ по входу хороший. В чем может быть дело?

А когда вы определяете GPmax вы учитывате всю цепь с теми же резисторами? И все же мне кажется, что нужно повнимательней посмотреть входную цепь на предмет структуры согласующей цепи, для чего надо представить входное сопротивление транзистора в виде Z- или Y-параметров.

Зачем переводить входное сопротивление в Z-параметры, что это дает?
Разве это не те же S-параметры, только представленные в другом виде?

Из Z- или Y-параметров вы легко синтезируете входную цепь на базе RLC элементов (в данном случaе RC). Исходя из этого легко определить структуру согласующей цепи с учетом полосы пропускания и потерь и рассчитать ее элементы. Это же касается и выходной цепи, тем более, что там из малосигнальных S-параметров разве что можно только оценить выходную выходную емкость для конкретного смещения. А в общем случае это необходимо для создания нелинейной модели транзистора, когда малосигнальные S-параметры измеряются для различных смещений затвора и стока.

Сообщение отредактировал grandrei - Aug 27 2008, 12:20

Т.е. на основе набора малосигнальных S-параметров для разных смещений можно создать нелинейную модель? Каким образом?

Здесь материал про моделирование, и в частности на стр. 3-5 и далее про определение нелинейной модели на базе измерения малосигнальных S-параметров и аналитической аппроксимации вольт-амперных и вольт-фарадных характеристик для внутренней нелинейной модели. Хотя в реальной жизни эти принципы положены в основу автоматизировaнного моделирования на базе программы IC-CAP.

Сообщение отредактировал grandrei - Aug 27 2008, 13:21