Сделал усилитель мощности на LD-MOSFET транзиcторе NE5520379A.
С фиксированным смещением, безо всякой автоматики.
Диапазон частот 150...170 МГц.
Питание - 3,2 В.
Коэффициент усиления - 15 дБ.
Выходная мощность - до 1,5 Вт (меняю вручную смещение резистивным делителем для получения нужной мощности).

Столкнулся со одним странным, на мой взгляд, явлением.
Опишу все по порядку.

Включаю усилитель без раскачки, выставляю ток покоя транзистора 150 мА.
Подаю раскачку - получаю мощность 1 Вт в требуемой полосе, как и положено.

Далее хочу увеличить выходную мощность, поэтому ток покоя делаю больше. Меняю в делителе резистор. Включаю усилитель без раскачки, чтобы оценить ток покоя. Ток сначала равен 600 мА и тут же начинает расти, за несколько секунд доходит почти до 1 А. Далее выключаю, боясь спалить транзистор.

Включаю усилитель под раскачкой - потребляет те же начальные 600 мА. Ток стоит как вкопанный.

Стал изучать усилитель на предмет самовозбуда (хотя предусмотрел в схеме и антивозбудные элементы - последовательный резистор 5 Ом в затворе транзистора и резистор 15 Ом в цепи смещения).

Анализатор спектра, равно как и ваттметр никаких паразитов и возбудов в отсутствии раскачки не показали (смотрел аж от 9 кГц до 2 ГГц). При наличии раскачки спектр - "чистая" несущая.

Вопрос с знающим, что происходит? Почему ток покоя так быстро растет без раскачки, достигая значений, б0льших тока при раскачке? Может, у LDMOS СВЧ транзисторов есть какая-то особенность, о к-рой мне неизвестно.

под каждым эффектом есть какая либо физичесская сущность, что я могу сказать ...ищите шурик...
я склоняюсь к версии самовозбуда...хотя мягкий(жесткий, ток скачком) вариант возбуда ожидаем меньше всего, либо со смещением что то, обрывы какие либо(в LDMOS в том числе)...
можно фотку сбросить, разговор тогда будет более предметным...глянул S параметры, в рабочем диапазоне крайне не согласован, еще один плюс в пользу возбуда...опять таки низкое напряжение 3.2V аккуратно надо с ним...

Да может он тупо течь начинает от температуры. Прикиньте температуру кристалла с учетом теплового сопротивления корпус-кристалл. Возможно, вылезли за ОБР. Можно проверить эффект охлаждением чем-то в опасном режиме. Хотя бы обдувом.

Схему дай, со всеми вещами, которые в данный момент стоят, плюс желательно фотку монтажа.

у FET ов наоборот, с ростом температуры ток стока уменьшается, при фиксированном смещении затвора, однако...

Вот схема. Фото выложить сейчас не могу, нет возможности.
Все на плате толщиной 1,5 мм. Под транзистором много металлизированных отверстий для заземления и теплоотвода. Все элементы заземлены хорошо, на плате группу элементов усилителя окружает земляной полигон, прошитый металлизированными отверстиями. Конденсаторы и резисторы - 0603. Индуктивности - 1008, air core. Все элементы максимально близко друг к другу, безо всяких лишних проводников в ВЧ согласующих цепях.

Если они не текут, то да. А если текут - то нет, увеличивается. А еще от нагрева порог уползает - это равносильно изменению напряжения смещения затвора. Что тоже влияет на ток стока. Также, надо посмотреть напряжение сток-исток. Если большое - может уже вылезать эффект горячих электронов. Да много чего может быть. Надо исследовать, раз такое дело.

как цепи считали..возможны варианты паразитной связи между катушками, как насчет корпуса, что там, рекомендовал бы как то катушки успокоить, ввести элемент с потерями резисторы парралельно-последовательно либо адсорбант какой нибудь...

кстати о дорожках при такой толщине материала в 1.5мм, ширина должна быть ой ой ой, надеюсь считали...

С катушками все и так спокойно. Топология такова, что катушки стоят под 90 град по отношению друг к другу. А мощность тут не десятки ватт, чтобы катухи влияли друг на друга. Элементы с потерями - резисторы - и так стоят.
В общем, поменял в итоге транзистор на другой, такой же. Ток стал расти гораздо меньше - с 600 до 650 мА.
Так что неправильный, видать, транзистор был. Или я при монтаже что-то сотворил с ним.

так чем считали-прикидывали... или методом научного тыка...если эффект не понятен значит он повторится в самом не подходящем случае...

Поскольку в даташите не было сопротивлений по вх/вых на эти частоты, использовал простой подход. Согласование по входу рассчитывал по S11. А согласование по выходу - из известной формулы оптимального выходного сопротивления для определенной мощности. К-фактор - также по S-параметрам. Плюс подсогласовать на макете пришлось, куда же без этого.
Для пробы поменял еще пару транзисторов - все в норме. Смещение давал большее - ток растет с прогревом транзистора, но ненамного.

Похоже, что это термоэффекты, которые особенно проявляются при сильном нагреве транзистора, тем более, что транзистор предназначен для использования в схемах с высоким КПД, поэтому и не крепится непосредственно к радиатору. А так, 2-3 Вт без внешнего возбуждения - это много, если он крепится к FR4. Поэтому и поведение может быть непредсказуемым от экземпляра к экземпляру. Все же ток покоя 150 мА многовато для 1 Вт. А уж 600 мА - это чересчур, тем более, что, для того чтобы повысить выходную мощность, надо изменить прежде всего импеданс нагрузки (уменьшить его активную часть) и увеличить входную мощность, а не ток покоя, который просто определяет класс работы усилителя. Аналитической оценки активной составляющей выходного импеданса недостаточно, поскольку существует также емкость сток-исток (она примерно ведет себя как емкость варикапа с плавным переходом), которая обычно раза в полтора меньше емкости затвор-исток, которая в свою очередь может быть оценена по S11.

Увеличить входную мощность не представляется возможным - она составляет не более 15 дБм, предыдущий каскад - интегральный усилитель, из к-го больше не выжмешь.
Задача была - сделать усилитель с полосой 15-20%.
При токе покоя 150 мА к-т усиления 15 дБ смог получить только в очень узкой полосе 5-7 МГц. При попытке расширить полосу - падает к-т усиления и 1 Вт уже не получается. Пытался увеличить к-т передачи за счет уменьшения последовательного резистора в затворе - усилитель возбуждался. Поэтому единственный выход был - поднять смещение - так что усилитель почти в классе А работает.
Ток покоя - 600 мА. Ток при раскачке - 700 мА. Питание - 3,2 В. Выходная мощность - 1,2 Вт (на выходе еще и ФНЧ) . Полоса усиления - 130...170 МГц.
Усилитель устойчив при КВСН=5 на вх/вых.
Grandrei, по моему, усилитель вышел, как надо. Хотя Ваша критика, как эксперта, будет в любом случае полезна.

Насколько я понимаю, необходимо:
1. сплошной земляной полигон под, а не вокруг.
2. убрать 5 Ом резистор и поставить вместо него емкостной делитель на землю, среднюю точку на затвор.
(не нашёл в дэйташите емкостей для этого транзистора, их надо учесть в делителе)
3. контура должны быть настраиваемые, хотя бы для макета.
4. для максимума усиления по первой гармонике угол отсечки должен быть где-то 120 или 180 градусов (посмотрите коэффициенты Берга), а не режим А.
5. если предыдущий каскад рядом, 50 Ом согласование ни к чему.

1. сплошной земляной полигон под, а не вокруг.

Он есть.

2. убрать 5 Ом резистор и поставить вместо него емкостной делитель на землю, среднюю точку на затвор.

Емкостной делитель не повышает устойчивость усилителя.
Только элементы с потерями - резисторы, могут стабилизировать.

3. контура должны быть настраиваемые, хотя бы для макета.

Усилитель для массового производства не должен содержать настраиваемых элементов.

4. для максимума усиления по первой гармонике угол отсечки должен быть где-то 120 или 180 градусов (посмотрите коэффициенты Берга), а не режим А.

Максимальный к-т усиления любого усилителя - в линейном режиме, т.е. в классе А.

5. если предыдущий каскад рядом, 50 Ом согласование ни к чему.

Предыдущий каскад - широкополосная микросхема, имеющая выходное сопротивление 50 Ом по даташиту.

Мне кажется, что этот тезис нуждается в доказательстве или в уточнении. Попытайтесь.

В вашем случае, конечно, так можно поступить, такой подход существует, но в массовом производстве я, правда, его не видел. Поскольку надо иметь ввиду, что при не очень хорошем теплоотводе при отсутствии входного сигнала транзистор может перегреваться с малопредсказуемыми последствиями (все-таки изначально он не предназначен или, по крайней мере, не исследовался для класса А). Хотя есть у меня сомнение относительно невозможности увеличить усиление, поскольку вы его используете на частотах в 5-6 раз меньше номинальных, а коэффициент усиления растет с уменьшением частоты в квадрате и получить устойчивых 17-18 дБ не должно быть большой проблемой, тем более, что полоса-то не столь и большая. К тому же, у вас он, в конечном итоге, работает не в линейном, а нелинейном режиме большого сигнала (КПД ведь больше 50%).

Я могу увеличить усиление, но только за счет потери абсолютной устойчивости.
Усилитель работает в классе АВ, верно.
Кстати говоря, КСВН по входу включенного усилителя во всей полосе не хуже 1,4.
Из чего я могу еще выжать усиление?
P.S. При настройке один раз загнал УМ в режим, где ток покоя был больше тока при раскачке! Нормальный ли это режим работы, о чем он говорит?

В принципе, устойчивость определяется непосредственно схемотехникой. Например, если вместо коллекторного дросселя используется небольшая индуктивность, то это может устранить низкочастотные возбуждения. Так же, как и использование Г-образных согласующих цепей с последовательной емкостью и параллельной индуктивностью. Ток покоя может быть больше в определенных случаях, поскольку при увеличении раскачки транзистор заходит в нелинейный режим (отсечку и насыщение), тем самым повышая собственный КПД.

Я боролся не с низкочастотными возбуждениями, а с паразитной палкой, которая появлялась в рабочей полосе в отсутствие раскачки. Помогло уменьшение номинала резистора в цепи смещения (15 Ом).
А что, Вы хотите сказать, что К-фактор (то бишь устойчивость) можно увеличить не только резистивными элементами?

Конечно, поскольку основная цель обеспечения устойчивости заключается в нарушении схем потенциальных автогенераторов на основе емкостной или индуктивной трехточки. Для увеличения усиления, возможно надо видоизменить входную цепь согласования, там аж два резистора, последовательный в 5 Ом и параллельный в 15 Ом. Попробуйте, для начала, например, включить индуктивность в 20-30 нГ последовательно с 15 Ом. Да, а какой входной импеданс?

Входные импедансы в даташите на эту частоту не приведены.
Есть только малосигнальные S-параметры.
Я предположил, что расчет входной цепи по ним будет более-менее верен.

В принципе, входная цепь МДП-транзистора мало меняется с изменением сигнала: сопротивление затвора почти постоянно, а емкость затвор-исток уменьшается на 50-70% вблизи напряжения отсечки. А вы не трансформировали S-параметры в Z или Y для определания Zвх или Yвх?

Да, при что при включенном, что при выключенном усилителе на анализаторе цепей - почти одна и та же зависимость КСВН от частоты в рабочей полосе (при включении КСВ еще ниже).
Не трансформировал S-параметры в Z и Y. Создал в MWO однополюсник с заданным S11 и согласовал его на 50 Ом. Полученный результат перенес в схему.

Ещё как повышает.
Глубина паразитной обратной связи с выхода на вход через проходную емкость напрямую зависит от соотношения импедансов. А запитывать вход через индуктивность - это наихудший вариант с точки зрения устойчивости.

Я же написал: "хотя бы для макета"

Смотрите сюда:
коэффициенты Берга

Даже если так, входной контур нужно использовать как повышающий трансформатор.
А резистор 15 Ом увеличить до 200-300, или как здесь уже рекомендовали, добавить последовательную индуктивность.

да ребята понесло вас по канавам....если нет металлизации под... с виасами так долго можно трам тарарам...

Вы попробуйте в любой программе САПР СВЧ составить схему усилителя с двуполюсником (с заданными S параметрами из даташита) и согласующими цепями. Выведите график фактора стабильности К от частоты. Для этого транзистора (вместе с цепями согласования из реактивных элементов) в рабочем диапазоне К сильно меньше 1. Никакие емкостные делители и дополнительные дросселя не сделают К больше 1, это видно по графику - фактор К остается прежним. Только ввод резисторов в схему поднимает стабильность усилителя. И на практике я получал подтверждение. Как можете прокомментировать?

Я допускаю, что в моих рассуждениях может быть ошибка, но давайте разберемся. СВЧ усилители проектирую не так давно.

По поводу повышающего транформатора в контуре - так входной импеданс транзистора гораздо меньше 50 Ом, зачем тогда повышать сопротивление? И правильность входного согласования подтверждается хорошим КСВ входной цепи включенного усилителя.

По поводу усиления в классе А. В зарубежной литературе и аппноутах неоднократно встречал утверждения, что в классе А (угол отс. 360 град) усиление на несколько дБ больше, чем в классе В (180 град). По причине того что эффективная крутизна активного элемента (определяющая усиление) в классе В в 2 раза меньше, чем в классе А.

САПР СВЧ не пользуюсь, усилителями занимался довольно давно.

Не такое уж это и СВЧ, вполне можно рассчитывать как обычный ВЧ усилитель. Тем более что он узкополосный.

Согласно Вашей схеме вход усилителя зашунтирован резистором 15 Ом, вот это и есть "входной импеданс".

См. выше.

Зависит от источника сигнала.
Если источником является резонансный контур хоть с какой-то добротностью и хоть как-то согласованный, то это не верно.

САПР СВЧ не пользуюсь, усилителями занимался довольно давно.
Не такое уж это и СВЧ, вполне можно рассчитывать как обычный ВЧ усилитель. Тем более что он узкополосный.

Жаль, что занимались давно.

Согласно Вашей схеме вход усилителя зашунтирован резистором 15 Ом, вот это и есть "входной импеданс".

Входной импеданс транзистора - единицы Ом, здесь 15 Ом в параллель только уменьшит входной импеданс. Как вы собираетесь трансформировать 50 Ом в несколько Ом повышающим трансформатором, объясните?


Зависит от источника сигнала.
Если источником является резонансный контур хоть с какой-то добротностью и хоть как-то согласованный, то это не верно.

Источник сигнала не резонансный контур, а широкополосная микросхема с полосой более 1 ГГц.
Можете обосновать или дать ссылку на обоснование?

Единицы Ом это на гигагерцах.
Входная цепь этих транзисторов это емкость затвор-исток, где-то 10-15 пФ, и последовательно с ней сопротивления затвора и истока суммарно в несколько Ом.
При пересчете в параллельное эквивалентное сопротивление это даст десятки Ом, так что 15 Ом надо сравнивать с эквивалентным сопротивлением.

Насчет повышающего я возможно погорячился, надо считать, но для расчета нет данных. Но коэффициент трансформации на мой взгляд будет не ниже единицы.

Для транзистора источником является то, что подключено к затвору.
А с точки зрения устойчивости, параллельный контур предпочтительнее.

Согласно приведенным S-параметрам на частоте 160 МГц, например - входная цепь транзистора представляет собой эквивалент параллельного соединения резистора 8,3 Ом и конденсатора 217 пФ. Последовательный эквивалент 1,27 Ом и 283 пФ (около 4 Ом на 160 МГц). Где тут десятки Ом?

Про устойчивость - есть К-фактор стабильности. Если он меньше 1 (неустойчивый активный элемент), то никакими реактивными элементами стабильность не поднять. Только резисторами.

K = ( 1 - |S11|2 - |S22|2 + |D|2 ) / (2 |S12| |S21|)

where D = S11S22 - S12S21

From a practical standpoint when K>1, S11<1, and S22<1, the two-port is unconditionally stable.

Для proxi

Я не знаю как Вы насчитали более 200 пФ, я брал емкости с близкого по параметрам транзистора
pd84002

А Вы что, из S-параметров последовательный и параллельный эквивалент посчитать не могли?
Для транзистора PD84002 же даны оптимальные входные импедансы в диапазоне 850 МГц.
Приблизительно 1,7 - j8.5. Отсюда можно вычислить реальные эквиваленты входа и выхода транзистора.
На частоте 850 МГц это параллельный эквивалент 44 Ом и 22 пФ.
Вот эти 22 пФ и есть емкостная составляющая на входе.
В даташите приведена емкость 16 пФ, измеренная на 1 МГц при нулевом смещении.
При наличии смещения и другой частоте 850 МГц эта емкость слегка изменилась - эти самые 22 пФ.
Для моего транзистора получается совершенно другая емкость.

Мерять - самый надежный метод.

Ну вот и померяйте свой при таких же условиях.

И чем мерить, LCR-метром, что ли?
Для измерения импеданса используется прецизионный измерительный стенд с подложкой для транзистора и специальными ВЧ-щупами. Я этим не располагаю. Импедансы транзистора очень низкие и точно измерить их невозможно без этой аппаратуры. И потом, все уже и так измеренно, даны S-параметры. Из S11, как заметил grandrei (Андрей Гребенников), а он-то уж в этом профи, легко вычислить входную емкость затвор-исток, причем на заданной частоте.
Да и посмотрите на приведенную диаграмму Смита (если Вы с ней знакомы), по ней видно и характер входного импеданса по S11 - емкостной (4...5 Ома на 160 МГц - это около 280 пФ) и низкоомный (1...2 Ома).

Если имеются S-параметры транзистора и K-фактор получается меньше единицы, то это говорит о нестабильности транзистора и только. И подразумевает наличие у него внутренней положительной обратной связи за счет емкости затвор-сток или общей индуктивности истока. Однако, наличие внешних цепей (как резистивных, так и реактивных) может изменить ситуацию как в лучшую (компенсировать обратные связи), так и в худшую (появлятся дополнительные обратные связи). И здесь K-фактор уже будет характеризовать нестабильность всей цепи. Поэтому в целом наличие информации о нестабильности транзистора весьма полезна с точки зрения определения потенциальных областей его неустойчивости, но в целом нужно определять K-фактор полной цепи.

grandrei, я именно так и делаю. Определяю К-фактор всей цепи по S-параметрам.
Только ввод резисторов в затвор последовательно и параллельно дает в рабочей области частот К>1.
Добавление дросселя 20 нГн последовательно к 15 Омам не увеличивает К. Увеличиваю 15 Ом - К-фактор падает. При этом расчет в MWO дает 15 дБ усиления максимум (как и на практике, впрочем).
Но есть такой параметр - Maximum Stable Gain (максимальное усиление при К>1), вот он почему-то по расчету (S21/S12) выходит 22...25 Дб. Но получить это усиление в полосе 10-15 МГц даже в программе с идеализированными элементами не могу, хоть и КСВ по входу хороший. В чем может быть дело?

А когда вы определяете GPmax вы учитывате всю цепь с теми же резисторами? И все же мне кажется, что нужно повнимательней посмотреть входную цепь на предмет структуры согласующей цепи, для чего надо представить входное сопротивление транзистора в виде Z- или Y-параметров.

Зачем переводить входное сопротивление в Z-параметры, что это дает?
Разве это не те же S-параметры, только представленные в другом виде?

Из Z- или Y-параметров вы легко синтезируете входную цепь на базе RLC элементов (в данном случaе RC). Исходя из этого легко определить структуру согласующей цепи с учетом полосы пропускания и потерь и рассчитать ее элементы. Это же касается и выходной цепи, тем более, что там из малосигнальных S-параметров разве что можно только оценить выходную выходную емкость для конкретного смещения. А в общем случае это необходимо для создания нелинейной модели транзистора, когда малосигнальные S-параметры измеряются для различных смещений затвора и стока.

Т.е. на основе набора малосигнальных S-параметров для разных смещений можно создать нелинейную модель? Каким образом?

Здесь материал про моделирование, и в частности на стр. 3-5 и далее про определение нелинейной модели на базе измерения малосигнальных S-параметров и аналитической аппроксимации вольт-амперных и вольт-фарадных характеристик для внутренней нелинейной модели. Хотя в реальной жизни эти принципы положены в основу автоматизировaнного моделирования на базе программы IC-CAP.

Да хоть мультиметром с измерением емкости.
Увидите реальную точность Ваших рассчётов.

Я сначала не обратил внимание, но входная емкость явно должна быть на порядок меньше (ее большое значение явно может следовать из ситуации, близкой к нестабильности, когда К близок к единице, и тогда результаты не совсем корректны). Проще всего померять отдельный транзистор измерителем импедансов при смещении на затворе меньше напряжения отсечки, чтобы не было проблем с нестабильностью.

Тогда получается, что нельзя оценивать входную емкость при К<1.
И вообще некорректно пользоваться S-параметрами при расчете RC или RL эквивалента входной цепи при К<1. И на этих частотах S-параметры вообще не имеют смысла (только, опять же, для определения К).
Совсем запутался.

Таким образом, надо соорудить fixture с цепями питания и смещения, но без цепей согласования. Коротеньким ВЧ кабелем от выхода анализатора цепей подключиться к затвору тразистора и мерить импеданс при разных смещениях?

P.S. Ради интереса попробовал померить емкость затвора при нулевом смещении - мультиметр вообще ничего не показал. Мультиметр исправен - тут же взял емкость 20 пФ - он ее и померил. А при поданном напряжении смещения нельзя мультиметром емкость мерить, сгореть может.

Совсем необязательно специально делать fixture. Просто померяйте сам транзистор в схеме с припаянным затвором (можно с питанием на стоке, а можно и без него, так как емкость затвор-сток достаточно мала по сравнению с емкостью затвор-исток, которая в свою очередь практически не зависит от питания на стоке) на достаточно низких частотах, чтобы минимизировать влияние паразитных элементов. Кабель от измерителя импедансов может быть какой угодно длины, его в любом случае надо прокалибровать относительно выхода (в свое время, мы просто подсоединяли его обрезанным концом к транзистору).

Подключил к анализатору цепей кабель длиной 10 см с обрывом на конце.
Стал смотреть импеданс в точке 40 МГц.
Показывает 1 Ом и -j66 Ом.
Припаял транзистор (к центральной жиле кабеля затвор, на оплетку - исток).
Показывает 0,33 Ом и -j21 Ом.
На частоте 100 МГц
1 + j1.5 без транзистора
1 + j80 с транзистором

И как их этих цифр посчитать емкость????