можно и получше сделать фазовые шумы на этой отстройке.
Скорость при шаге на 1 Мгц возможно сделать менее микросекунды, на 100кГц еще меньше . Полосу петли мегагерца 3 достаточно.
см рисунок

практически не скажется
с вилкинсона или напрямую или еще как.
лучше синтезатор -целочисленник

Вам для диапазона 6-12 оченно подходит HMC702, даже и прескалер не нужон будет. К тому же при включении режима Cycle Slip Prevention время выхода на частоту раза в 2 уменьшается ( правда, на малых шагах это не очевидно и не факт что будет так, на больших шагах - однозначно)

так и есть, входной ток порождает спуры ( палки) на спектре вых сигнала.
широкая полоса хороша для малых отстроек, на отстройках более 150-200 кГц для вашего Гуна широкая полоса поднимет шум до уровня, определяемого микросхемой ПЛЛ, хотя Вас возможно это и устроит.

тут есть любители OPA211 , у него Rail to Rail по выходу , ну чуть больший уровень спур , но они и так будут хотя бы из-за DDS.

нет
это ненужно

график 3 - это крутизна ГУна , в данном случае продифференцированная величина от передаточной характеристики . Шорох и изломы - результат кривой исходной характеристики, которая на самом деле плавнее, а карандаш плохо в руке держал тот кто рисовал , вот вся кривь и повылезала. Не парьтесь.

обе модели работают , достаточно для оценок брать среднюю крутизну , например 400 Мгц\Вольт и моделиовать в середине диапазона, а неизбежную компенсацию неравномерности крутизны компенсировать по диапазону изменением тока СР ФД.

В виде палок над уровнем шума. Природа проста только для палок из-за утечек по выходу CP или входу ОУ (без оу из-за утечек варикапов ГУН). Утечка должна компенсироваться однополярными импульсами с выхода ФД , это порождает пульсацию с частотой сравнения на входе ГУН. + гармоники этой пульсации, которые приводят к паразитной ЧМ гуна. Фракциональные спуры и спуры DDS -отдельная песенная тема.

Сообщение отредактировал тау - Sep 13 2011, 20:43

вообще я конечно надеюсь что получится лучше чем в ТЗ... ошибку свою учел, действительно мне ведь нужно за 1 мкС сделать шаг на 100 кГц вперед, а я через весь диапазон шагнул...сегодня ошибка была исправлена и полученное время действительно меньше ну это и понятно ... короче согласен 3МГц достаточно ))).



а вот тут поподробнее, можно развернуть ответ? Кроме увеличения частоты фазового детектора ничего больше в глаза не бросается...



вот над этим завтра думать буду... но шаг 100кГц мне менять никак нельзя ....



Вот по этой теме сегодня целый день к своим коллегам приставал. Единственное я понял что тот метод выбора ОУ который я описывал ранее вообще ну или не совсем правильный. Один говорит что раз частота ФД = 32МГц то желательно чтобы на этой частоте у операционного усилителя G (усиление) было максимально возможным. Открываю даташит на свой AD8033(полоса 80МГц, Ib =1,5) и вижу то усиление на этой частоте всего лишь G = 1,5, то есть при выходном управляющем напряжении синтезатора 0-4,5В получим всего лишь 0 - 7в, а моему ГУНу нужно 0-23В короче не дотягивает. Беседую с другим, он мне говорит что нафиг не надо смотреть ни на какое там усиление на 30МГц смотри типа сколько ОУ может максимум дать на низах, типо фильтр ФНЧ понизит частоту ФД и усилитель будет работать уже не на частоте ФД а гораздо ниже. Кому верить не знаю. Первому верю потому как он уже сталкивался с такой проблемой, когда петля на больших скоростях просто не работала, поставили более шустрый ОУ и все заработало. Он кстати ставил AD8056 (полоса 145МГц, Ib =2pA), я его тоже смотрел G = 2 на частоте 30МГц ... смотрел OPA211 но даташит на него скудный в плане графиков, а с табличными данными я не разобрался ... завтра опять пойду на поклон к опытным людям ))).

Еще не знаю как решить проблему с контролированием DDS в режиме свипа, нужно хотябы с каким то интервалом считывать с него код частоты...

А в чем вопрос - единственное, что смотрится по графику - фликкерная граница по напряжению, я бы сказал 15Гц из Рис.1 даташита - все остальное берется типовое из таблицы
как-то так для libBackup\OpAmp\AnalogDevices.lib
VNoise = 1.1n
VnCornerFreq = 15
INoise = 1.7p
VOffset = 50u
IOffset = 25n
IBias = 60n
Если выбрать кастом опамп уже самом моделировщике, фликкер по току, я бы сказал 30Гц
К сожалению, как видите, ADIsimPLL глубоко пофиг усиление и фазовый сдвиг в опампе на краю полосы фильтра ФАПа - поэтому иногда вырастают уши бэтмена, где по расчету их не должно быть.

Сообщение отредактировал ledum - Sep 14 2011, 12:21

Считывать неполучится- скан сбивается. Приходилось тупо считать SYNC_CLK внешним таймером, да еще и напрямую таймер микроконтроллера не успевал, пришлось предделитель ставить. Т.е дернули PS0, рампа поехала, считаем SYNC_CLK и надеемся, что попадаем синхронно. Обычно на 1024 точек точности хватало с избытком, хотя конечно на пару десятков тактов разбег был. Более точно синхронизироваться, если CPLD применить.
Это все для 9956. Для более новых ДДСов вроде есть режим внешнего шага по IO_update, но я с ним не разбирался.

Квадратурный ДДС- двухканальный ДДС который генерит синус и косинус с одинаковой частотой. Обычно применяется AD9958 или более древний AD9854, хотя возможно применить и AD9850 с синхронизацией двух микросхем внешними триггерами. Обычно это вопрос цены комплектухи.
Квадратурник позволяет легко построить широкополосный смеситель с подавлением одной боковой полосы. Навязывать архитектуру синтезатора с генератором подставки на ДДС небуду, но в силу некоторых причин мы пришли именно к ней, хотя начинали со свипа опоры ФД. Вот блок схема этого синтеза из Манасевича, только смеситель СМ у нас с подавлением одной боковой. Это важно именно для октавных синтезаторов- при более узкой полосе можно фильтрами отстроится от нежелательной боковой.

Ну так вроде, теоретически, дробный синтезатор обеспечивает меньший шаг перестройки частоты (либо более высокую частоту сравнения при том же шаге перестройки), но слегка увеличивается шум и появляются спуры. А поскольку у Вас за перестройку частоты отвечает DDS (а ADF4156 тупо за ним отрабатывает, своим фазовым детектором), то дробный синтезатор Вам не нужен, а с точки зрения чистоты спектра - даже вреден.

Ну на первый взгляд все правильно, но ADF4156 может работать и как целочисленник ... ладно вообще по началу я размышлял также как и вы и собирался ставить 4106 или 4108, но добрые люди посоветовали поставить дробник обосновывая это тем что спуры от DDS будут и у дробника и целочисленника, однако у дробника спуров будет гораздо меньше чем у целочисленника. Я поверил так как человек давно занимается в этом направлении и сделал не один проект. Хотя я и сейчас сомневаюсь, а вы мои сомнения подпитываете. Теория говорит что чем больше частота сравнения ФД тем меньше фазовых шумов, однако кто его знает как на практике оно выйдет тем более что в качестве опоры DDS. У вас был опыт использования DDS в качестве опорной частоты у синтезатора? Если да то с какими проблемами столкнулись вы? Как решили проблему со спурами? Как вы выбирали опорник для DDS?

Со стороны опоры ADF4156 всегда целочисленник- дробный модулятор стоит в РЧ канале. Так что спуры опоры на ДДС будут влиять в любом случае одинаково- и в дробном и в целочисленном. Вот и подумайте, что будет с петлей, когда спур влезет в полосу ФАПЧ, а он всегда найдется при октавной перестройке опорной частоты. Относительно безспуровые участи у ДДСа можно найти при перестройке процентов на 10-15 только, и то ценой "игры" с опорной частотой самого ДДСа- выбираются "странные" некратные нулям частоты.

Я сейчас примерно на той же стадии, что и Вы, делаю проект, в чем-то похожий, но учебный, и тоже с DDS в качестве опоры. Вот доделаю, посмотрю спектр... а пока с интересом читаю эту ветку.

А пока у меня самого вопросы. Например, имеет ли смысл в обсуждаемой схеме поставить на выходе DDS не ФНЧ, а полосовой фильтр (ведь технически это легко) - часть вероятных спуров отфильтруется? Теоретически (!), серия AD995Х вроде неплохая по спурам, особенно если выходная частота много меньше тактовой (например, в 100 раз).

Если диапазон перестройки ДДС меньше полосы ФАПа. ИМХО маловероятный случай. За полосой ФАП подфильтрует чуток спуры и так.
В 100 раз меньше тактовой - опять-таки маловероятный случай или Вы очень сильно умножите фазовые шумы и спуры ДДС в петле ФАПа, умножая сильно поделенную опору до, допустим, нужных Вам ГГц.

Сообщение отредактировал ledum - Sep 15 2011, 14:46

Сегодня с утра модель операционного усилителя OPA211 была поставлена в схему, полученные результаты не очень меня удовлетвори, при всех плюсах этого операционника один но значительный минус портит всю картину IBias = 60nА уж слишком большой ток утечки. Возле спектра основного сигнала появляются РОГА,



а график переходного процесса получился вот как то так


Сел я и начал по второму разу перебирать операционные усилители, выбрал AD8067 в даташите написано что у него полоса 54МГц при G = 10, что же будет при G = 1 в даташите не приводится но судя по всему мегагер 200 как минимум. Ну и при сохранении всех прочих шумовых характеристик имеет малый ток утечки около 2pA, построил модель, поставил в схему графики намного лучше получились. Завтра более подробнее отпишусь по этому поводу...

При G=1 у него будет гудеж. Он меньше 8 неустойчив ЕМНИП.

возможно так как в даташите до 8 значения и приводят ... блин мой мозг начинает кипеть ... как выбирать это долбанный операционник, с одной стороны он должен быть фильтром, с другой интегратором с третьей маштабирующим усилителем ... на какие цифры куда смотреть ... поставлю все равно AD8067 а если загудит то поменяю на AD8065 по размером он один в один, а с ним у моих коллег опыт работы уже есть.

В серийное изделие гусарскую рулетку не закладывают. Вы определитесь с идеологией, потом будете думать насчет фильтра.
Далее. Мы, например, не делаем малого шага у гетеродинов в приемниках - просто применяем оцифровку широкого горла и технологию Диджитал Даун Конвертерс - там можно идти часто достаточно быстро и с мелким шагом. Причем с квадратурами по выходу. Поэтому DDS в качестве опоры ФАПа для мелкого, как у Вас шага мне не интересны.
Это позволяет спурам быть отфильтроваными ФАПом - шаг (частота сравнения в целочисленке) намного больше полосы ФАПа.
Это я о том, что возможны бывают варианты на системном уровне.

Сообщение отредактировал ledum - Sep 15 2011, 17:12

Ух ты, какая интересная тема: пару лет назад мне тоже такую непосильную задачу взвалили, оказалось - слишком рано. Да и сейчас бы не взялся...

Ну и что Вас здесь шокировало, спуры -60 дБн для Ваших требований - это ещё по божески, тем более, что их можно снизить выбором менее высокочастотного операционника от Linear Technology со сверхмалыми токами утечки. Да и не в утечках тут дело, а в выбранной Вами полосе, обеспечивающей требуемое время перестройки, уменьшите полосу - уменьшатся спуры. Я на практике получаю в ФАПЧ с этим ОУ спуры не хуже -80 дБн. Мало того, пока альтернативы ему не нашёл для широкополосных ФАПЧ, может быть, пора снова искать. Обратите внимание на его достоинства: достаточно высокая частота единичного усиления, очень низкий шум, выход rail-to-rail, питание до 40 В.
Согласен с ledum, Вы лучше пересчитайте спуры выбранного Вами DDSа, хотя бы в узкой полосе, на частоты 6-12 ГГц и призадумайтесь о том, какую архитектуру синтезатора выбрать и как включать DDS в контуры ФАПЧ, о чём также говорил khach.
Есть крамольная мысль, что если Вам нужен только свип, то Вам надо либо отказаться от DDS и гонять по СВЧ спектру непосредственно ГУН, либо отказаться от октавной перестройки DDS, а перенести все тяготы октавной перестройки на широкополосную целочисленную ФАПЧ, с которой тоже придётся основательно подолбаться (сам сейчас этим занимаюсь). Впоследнем случае DDS должен перестраиваться в пределах выбранного шага ФАПЧ и обеспечивать уменьшение шага всей системы до 100кГц. Но здесь по рассчётам все скорее всего сведётся к шагу ФАПч не менее 20-50 МГц, что ненамного улучшит ситуацию, а необходимость высокоскоростной перестройки DDS приведёт к необходимости его построения по варианту FPGA+DAC, одним выстрелом убивающим и второго зайца - спуры выходного спектра DDS. Но и здесь засада: в высокоскоростной широкополосной ФАПЧ (а вы ещё попробуйте всё, включая управление, вогнать 1 мкс) вам несуждено фильтровать DDS, поэтому его спектр должен быть априори сверхчистым, что пока теоретически недостижимо. Вариант дробника даже не принимайте во внимание, он низкоскоростной по своей природе, его скорости не хватит для высокоскоростного свипа, а по спурам он может поспуорить с DDS.
Да, и определитесь наконец с требованиями по чистоте спектра в плане гармоник, субгармоник и спур (НПСС), мне кажется, что в этой разработке после скорости перестройки это второй краеугольный камень. Да и с шумами большой вопрос: запрашиваемый уровень фазового шума по моим представлениям соответствует спурам на уровне 50-60 дБн и слишком высок для каких-либо внятных современных приложений. Боюсь, что в данной ситуации на проблему надо взглянуть более комплексно, чем на уровне ТЗ. Каково назначение синтезатора, если не секрет? На метрологию и радиолакацию вроде не тянет, да и для радиприёма как-то сомнительно...

Если без излишней дипломатии, то некоторые причины – это фаз. шум и спуры. В связи с этим вопрос к автору темы. Каковы Ваши требования / ожидания по спурам?

Простой пример (всё – так, в первом приближении, чтобы оценить порядок величин). Если подавать сигнал DDS на вход ФД в простейшей однопетлевой ФАПЧ, то его спуры будут транслироваться на выход по 20logN закону (независимо какой делитель Вы используете: Hittite, 4106, дробный, DDS в самой петле и т.д.). Скажем, Вы свипируете DDS между 60 и 120 МГц, чтобы получить сигнал на выходе синтезатора 6000 – 12000 МГц. Т.е. N=100. Соответственно, спуры DDS на выходе синтезатора будут ухудшены на 20log100=40 дБ.

Теперь, какие спуры Вы ожидаете увидеть на выходе самого DDS? В такой широкой полосе не так уж сложно и -60 дБн повстречать. А на выходе всё это будет на 40 дБ хуже (в петле)... Вас это устроит? Если да, то это очень необычное ТЗ и считайте, что Вам повезло. Если нет, то вот это и будет Ваш ”bottle neck.” А утечки операционника и SimPLL анализ – это уже мелочи жизни, шлифовка деталей (тоже важно, но это уже потом).

Что с этим делать? Что и все - добавлять ”навороты” (список широчайший, тут у каждого будут свои собственные преференции), чтобы:

а. Уменьшать N
b. Давить спуры DDS (если он используется)

Собственно, ничего нового...



Только часть. А параметр в спецификации – зто всегда the worst case. В широкой полосе всегда отыщется спур, который расположен настолько близко к частоте выходного сигнала DDS, что отфильтровать его будет нереально (даже ФАПЧ-ем). Здесь нужны более серьёзные методы подавления спуров (или же использование очень узких кусочков полосы DDS).

Сообщение отредактировал Chenakin - Sep 16 2011, 23:44