Здравствуйте, хочу выставить на обсуждение свой проект. Требуется создать синтезатор со следующими основными характеристиками:
Диапазон перестройки: 6000 – 12000 МГц
Шаг перестройки: 100кГц
Скорость перестройки: 1мкС
Уровень фазовых шумов: -70dBc/Гц@100кГц не хуже.

Для обеспечения высокой скорости перестройки с малым шагом, кроме как «качать» опору с помощью DDS ничего больше в голову не пришло.
Сразу скажу, что я человек новый в этом деле, практики нет вообще, время теоретического изучения данного направления меньше 4-х месяцев. За это время было прочитано масса статей и перечитан не один форум, в результате была выбрана следующая структурная схема:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 1. Структурная схема синтезатора с ФАПЧ диапазона 6 – 12 ГГц.

Вопросы:
1) Влияние делителя ADF5000 на фазовые шумы (может взять /4 или /8) ?
2) Делитель лучше включать как показано на рисунке 2?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 2. Схема включения делителя ADF500x.

3) Почему при использовании DDS в качестве опорного генератора лучше использовать синтезатор дробник?
4) Как выбирать опорную частоту для DDS так чтобы обеспечить максимальнюу скорость и минимальные фазовые шумы, а также побочные компоненты на частотах n•FCLK ± FOUT были максимально отфильтрованы.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 3. Побочные компоненты и огибающая выходного спектра DDS.

5) Синтезатор был смоделирован в программе ADIsimPLL.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 4. Схема включения синтезатора ADF4156 с ФАПЧ в программе ADIsimPLL.

Для обеспечения времени перестройки в 1мкС частота среза петлевого фильтра была выбрана 5МГц, время переходного процесса при этом получилось примерно 0,6мкС (с запасом).
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 5. Время установления частоты.

Фильтр был выбран активный с предварительной фильтрацией, инвертирующие включение.
Первичный выбор операционного усилителя проходил по двум параметрам, полоса пропускания ОУ должна быть на порядок выше полосы пропускания ФНЧ, то есть не менее 50МГц и по напряжению питания т.к. управляющее напряжение ГУНа (HMC732LC4b) от (0-23)В. Из ОУ предложенных в программе ADIsimPLL ничего не подошло. С интернета были скачены все ОУ фирмы ANALOG DEVICES. Выбрано было более трех десятков ОУ. Добавил пару моделей в ADIsimPLL 3.40->libBackup->OpAmp-> AnalogDevices.lib. При создании моделей было замечено, что при увеличении Ib на графике Leakage возле частоты основного сигнала появляются гармоники, то есть чем больше Ib тем больше количество, а самое главное и уровень этих гармоник. В литературе было вычитано, что это входной ток ошибки ОУ. Исходя из этого окончательный выбор пал на ОУ AD8033 с полосой 80МГц, Wide supply voltage range: 5 V to 24 V, и Ib = 1.5pA (IBias = 1.5p), была создана модель

.model AD8033
VNoise = 11n
VnCornerFreq = 700
INoise = 0.7f
VOffset = 1m
IOffset = 1p
IBias = 1.5p
.endmodel

Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 6. Уровень шумов относительно основного сигнала? (как назвать этот график?)

А теперь вопрос:
а) Правильно ли выбрана полоса пропускания фильтра, и как отразится на шумовых характеристиках столь широкая полоса?
б) Правильно ли я действовал при выборе ОУ, может у кого есть опыт в создании активных петель для обеспечения такой скорости перестройки при сохранении заданных шумовых характеристик?

6) Как лучше ответвлять сигнал на обратную петлю ФАПЧ, через резистивный Т образный мост(по 18 Ом) или через ответвитесь, имеет ли это значение для улучшения качества шумов? Смотрим рисунок
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 7. а) Т – образный мост б) ответвитель.
7) Вообще как на ваш взгляд будет ли успевать синтезатор работать на таких скоростях, я так понимаю скорость самого синтезатора ограничена частотой сравнения фазового детектора, у ADF4156 частота фазового детектора Fфд = 32МГц, т.е. я так понимаю примерно 0,03 мкС для него максимальная скорость перестройки? Вроде как программно можно задать синтезатору количество раз сравнения ОСНОВНОГО сигнала с ОПОРНЫМ, есть такое?
8) В ADIsimPLL ГУН можно создать двумя путями: табличным и описанием его параметров. Я создал табличную модель заведя данные зависимости управляющего напряжения от частоты а также фазовые шумы. Меня смущает график №3 что это?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 8. Характеристики ГУНа (HMC732LC4b)

Вторым способом у меня не получается создать модель, постоянно выдает какую то ошибку. Насколько правильно будет описан ГУН первым или вторым способом?

9) Спуры (Шыпы, Шпоры) что это такое я так до конца и не понял, какова природа их происхождения и как с ними бороться? на анализаторе спектра они в каком виде будут?
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Рисунок 9. Общая шумовая характеристика при различных отстройках.

Только не надо отправлять меня читать опять литературу, и так далее, на все заданные мной вопросы у меня есть свое мнение, хочется услышать про тоже но другими словами.

Проще устно лекцию прочитать, чем все в письменном виде перебирать.
Чтобы дальше продолжать, нужно как минимум определиться с какой точностью должна устанавливаться частота за 1 мкС?

10^-6

весь ли диапазон надо перекрывать за 1 мкс ? ( на картинке вижу 8-12 ) но это бывает и не надо , а жить легче.

Т.е. точность получается порядка 10 кГц.

Вы бы растянули свой график установления частоты по оси Y.

с шагом 100кГц за 1 мкС это было бы на грани фантастики ... скорость свипирования 1 мкС на точку... весь диапазон нужно пройти с шагом 100кГц, тратя на каждую точку по 1 мкС.


я бы растянул да дома ADLsimPLL не установлена, графики с работы принес...может завтра, а что вы хотели там увидеть?

С такой скоростью- только ДДС в качестве генератора частоты подставки, желательно квадратурный, чтобы только одна боковая в смесителе образовывалась. Ну и хардверный свип собственными силами ДДСа. Частота ФД ведь нужна под 100 мгц для перестройки за 1 мкс.
Можно конечно и ДДС применить в качестве ДПКД, но тут грабли с тем, что нет сейчас синтезаторов, где можно поставить свой ДПКД непосредственно перед ФД. А то бы AD9956 как раз подошла.
А так- AD9958 в квадратурном режиме качают image reject mixer. IRM стоит после прескалера на 6-12 ГГц но перед прескалером микросхемы ФАПЧ. Частот ФД под 100 Мгц- это только аналоговые девицы умеют.
Зы. Отвод на прескалер на 6 ггц прекрасно получается микрополосковым направленником- ненадо городить звезду на резисторах. Ну и тогда перед прескалером очень желателен gain block, он и развязку сразу обеспечит.

Хотел сказать, установление частоты на 0.6 мкС не заканчивается, но если по всему диапазону скакать не надо, то это уже другой вопрос, его и надо моделировать.

А это, как его, я с быстрыми ДДС не работал, но шоб записать код частоты в 9912 надо 48 бит и 13 бит начального адреса + команда да на максимум 50МГц клоковой - за 1мкс не успеет? Али как? Ставить несколько ДДС? И через быстрые ключи? Делителем наверное Вилкинсон из двух колец поставил бы - октава все-таки.
Хотя если это приемник и с не очень большим динам диапазоном (до 80дБ) и полоса по выходу до 2 или до 30МГц я бы посмотрел в другую сторону.
Если есть деньги на ГУН от Хиттайта - отчего бы и синтез от него не взять - чай пошустрее ФД, да и менее шумные. На порядок вроде.

Фича есть такая- hardware sweep. Это когда ДДС сам по частоте перестраивается, с определенной скоростью и шагом. Время до следующего шага можно задать в клоках. Вот синхронизировать внешнюю периферию с этим свипом бывает иногда сложно без FPGA. А если свип совсем произвольный- то использовать регистры профилей (PSK), заранее их грузить и потом переключать профили внешними выводами PS0-PS2. В пределе- AD9954 c его внутренней памятью и свип по заранее загруженной таблице.

ЗЫ. вот темой навеяло про спектральный анализатор с перестраиваемой по фазе LO. А можно ли по этому принципу сделать ФД, чувствительный только к одной из боковых полос смесителя подставки? Уж очень хочется от квадратурного ДДСа избавится. А то для октавных синтезаторов без IRM никак раньше обойтись не получалось - возможен захват за вторую гармонику ГУНа, или нужен был ЦАП предустановки частоты и фильтры переключаемые.

Многа букаф...а 1 мкс - это с учётом отгрузок? И закон изменения линейный?

У всех (кто может свипироваться) кроме 9954 - линейный (вверх или вниз или в обе стороны). Цитата из даташита 9956

у 9954 - все гораздо сложнее, там сам черт ногу сломит, понять ее режимы свипа из бортового RAM. Сам хочу, что бы кто-нибудь обьяснил "на пальцах".
Загружать конечно всю эту музыку надо заранее.
Конечно, на всякий пожарный случай есть еще старая добрая 9854 с параллельной шиной. FPGA прицепить и "вперед, на амбразуру"

Не успел к началу представления - всякие домашние дела: арбуз поесть, сериал посмотреть...
Вопрос автору про законы и времена.

вот именно про этот режим я и имел ввиду, качать опору у синтезатора (в качестве которой выступает DDS) вверх вниз, зашивая начальное значение частоты, конечное, задавая шаг и скорость которая ограничена только опорной частотой уже самой DDS. Я так понимаю все это добро зашивается через SPI?



это что такое? Во время свипирования контроллер не контролирует DDS пока тот не досвипируте до конца? или все таки свип можно остановить по какой то команде?

1) И все таки какой частоты опорник должен быть у DDS чтобы обеспечить скорость и фазовые шумы как можно меньше, я так понимаю максимально возможная для AD9956 это 400 МГц, но есть ли смысл искать такую опору так как фазовые шумы такова опорника значительно хуже чем у обычного кварцевого генератора на 10 МГц? Если я поставлю 10 МГц то у DDS есть внутренние умножители которые могут из 10МГц сделать 80МГц, а фазовые шумы получаться не хуже если бы опорник был внишний или я ошибаюсь?

2)Что такое квадратурный DDS?







блин вроде на русском написано но нифига не понял...Частото ФД синтезатора нужна под 100МГц вот тут можно разжувать пожалуйста



я так понимаю там выходная частота DDS управляется по параллельной шине и скорость ее перестройки уже зависит от скорости смены кода контроллера...а насколько хороша эта DDS по фазовым шумам...читаю даташит на AD9854 вроде как похуже чем у AD9956...


да я бы с удовольствием с хитаем поработал да только проблема №1 его не могуд достать наши поставщики ((( №2 В какой программе на него петлю ФАПЧ считать?
в hmc702 или 703 реализован как и в ДДС тоже режим быстрой перестройки, но чет я не до конца разобрался, ДДСом привычней.

1) Из всего выше написанного я понял что у меня не правильно выбран синтезатор так как частота фазового детектора для 1мкС должна быть 100МГц... так это вроде 0,01мкС
2) Ни кто не говорит про выбор операционного усилителя, ну вообще про всю петлю в целом, будет ли все это добро работать на таких скоростях?

http://www.hittite.com/products/view.html/view/HMC702LP6CE например, есть пунктик Software Download - после регистрации, правда мне только YIG помог - так и не дали скачать. Да еще и что-то типа немерянного матлаба подгружает.


Нет ПМСМ максимальную частоту ФД предлагают для уменьшения умножения ФШ и спуров ДДС в петле, само собой, не обязательно 100МГц, точнее она же у Вас в два раза меняться будет - типа 50-100 или там 30-60МГц
Насчет достать - написали бы в профиле хотя бы регион - Вам бы посоветовали где достать. В Украине, например - Филур, в Питере есть их дубль - Аллюр , aly.ru, хотя, я подозреваю, поставщиков гораздо больше.

можно и получше сделать фазовые шумы на этой отстройке.
Скорость при шаге на 1 Мгц возможно сделать менее микросекунды, на 100кГц еще меньше . Полосу петли мегагерца 3 достаточно.
см рисунок

практически не скажется
с вилкинсона или напрямую или еще как.
лучше синтезатор -целочисленник

Вам для диапазона 6-12 оченно подходит HMC702, даже и прескалер не нужон будет. К тому же при включении режима Cycle Slip Prevention время выхода на частоту раза в 2 уменьшается ( правда, на малых шагах это не очевидно и не факт что будет так, на больших шагах - однозначно)

так и есть, входной ток порождает спуры ( палки) на спектре вых сигнала.
широкая полоса хороша для малых отстроек, на отстройках более 150-200 кГц для вашего Гуна широкая полоса поднимет шум до уровня, определяемого микросхемой ПЛЛ, хотя Вас возможно это и устроит.

тут есть любители OPA211 , у него Rail to Rail по выходу , ну чуть больший уровень спур , но они и так будут хотя бы из-за DDS.

нет
это ненужно

график 3 - это крутизна ГУна , в данном случае продифференцированная величина от передаточной характеристики . Шорох и изломы - результат кривой исходной характеристики, которая на самом деле плавнее, а карандаш плохо в руке держал тот кто рисовал , вот вся кривь и повылезала. Не парьтесь.

обе модели работают , достаточно для оценок брать среднюю крутизну , например 400 Мгц\Вольт и моделиовать в середине диапазона, а неизбежную компенсацию неравномерности крутизны компенсировать по диапазону изменением тока СР ФД.

В виде палок над уровнем шума. Природа проста только для палок из-за утечек по выходу CP или входу ОУ (без оу из-за утечек варикапов ГУН). Утечка должна компенсироваться однополярными импульсами с выхода ФД , это порождает пульсацию с частотой сравнения на входе ГУН. + гармоники этой пульсации, которые приводят к паразитной ЧМ гуна. Фракциональные спуры и спуры DDS -отдельная песенная тема.

вообще я конечно надеюсь что получится лучше чем в ТЗ... ошибку свою учел, действительно мне ведь нужно за 1 мкС сделать шаг на 100 кГц вперед, а я через весь диапазон шагнул...сегодня ошибка была исправлена и полученное время действительно меньше ну это и понятно ... короче согласен 3МГц достаточно ))).



а вот тут поподробнее, можно развернуть ответ? Кроме увеличения частоты фазового детектора ничего больше в глаза не бросается...



вот над этим завтра думать буду... но шаг 100кГц мне менять никак нельзя ....



Вот по этой теме сегодня целый день к своим коллегам приставал. Единственное я понял что тот метод выбора ОУ который я описывал ранее вообще ну или не совсем правильный. Один говорит что раз частота ФД = 32МГц то желательно чтобы на этой частоте у операционного усилителя G (усиление) было максимально возможным. Открываю даташит на свой AD8033(полоса 80МГц, Ib =1,5) и вижу то усиление на этой частоте всего лишь G = 1,5, то есть при выходном управляющем напряжении синтезатора 0-4,5В получим всего лишь 0 - 7в, а моему ГУНу нужно 0-23В короче не дотягивает. Беседую с другим, он мне говорит что нафиг не надо смотреть ни на какое там усиление на 30МГц смотри типа сколько ОУ может максимум дать на низах, типо фильтр ФНЧ понизит частоту ФД и усилитель будет работать уже не на частоте ФД а гораздо ниже. Кому верить не знаю. Первому верю потому как он уже сталкивался с такой проблемой, когда петля на больших скоростях просто не работала, поставили более шустрый ОУ и все заработало. Он кстати ставил AD8056 (полоса 145МГц, Ib =2pA), я его тоже смотрел G = 2 на частоте 30МГц ... смотрел OPA211 но даташит на него скудный в плане графиков, а с табличными данными я не разобрался ... завтра опять пойду на поклон к опытным людям ))).

Еще не знаю как решить проблему с контролированием DDS в режиме свипа, нужно хотябы с каким то интервалом считывать с него код частоты...

А в чем вопрос - единственное, что смотрится по графику - фликкерная граница по напряжению, я бы сказал 15Гц из Рис.1 даташита - все остальное берется типовое из таблицы
как-то так для libBackup\OpAmp\AnalogDevices.lib
VNoise = 1.1n
VnCornerFreq = 15
INoise = 1.7p
VOffset = 50u
IOffset = 25n
IBias = 60n
Если выбрать кастом опамп уже самом моделировщике, фликкер по току, я бы сказал 30Гц
К сожалению, как видите, ADIsimPLL глубоко пофиг усиление и фазовый сдвиг в опампе на краю полосы фильтра ФАПа - поэтому иногда вырастают уши бэтмена, где по расчету их не должно быть.

Считывать неполучится- скан сбивается. Приходилось тупо считать SYNC_CLK внешним таймером, да еще и напрямую таймер микроконтроллера не успевал, пришлось предделитель ставить. Т.е дернули PS0, рампа поехала, считаем SYNC_CLK и надеемся, что попадаем синхронно. Обычно на 1024 точек точности хватало с избытком, хотя конечно на пару десятков тактов разбег был. Более точно синхронизироваться, если CPLD применить.
Это все для 9956. Для более новых ДДСов вроде есть режим внешнего шага по IO_update, но я с ним не разбирался.

Квадратурный ДДС- двухканальный ДДС который генерит синус и косинус с одинаковой частотой. Обычно применяется AD9958 или более древний AD9854, хотя возможно применить и AD9850 с синхронизацией двух микросхем внешними триггерами. Обычно это вопрос цены комплектухи.
Квадратурник позволяет легко построить широкополосный смеситель с подавлением одной боковой полосы. Навязывать архитектуру синтезатора с генератором подставки на ДДС небуду, но в силу некоторых причин мы пришли именно к ней, хотя начинали со свипа опоры ФД. Вот блок схема этого синтеза из Манасевича, только смеситель СМ у нас с подавлением одной боковой. Это важно именно для октавных синтезаторов- при более узкой полосе можно фильтрами отстроится от нежелательной боковой.

Ну так вроде, теоретически, дробный синтезатор обеспечивает меньший шаг перестройки частоты (либо более высокую частоту сравнения при том же шаге перестройки), но слегка увеличивается шум и появляются спуры. А поскольку у Вас за перестройку частоты отвечает DDS (а ADF4156 тупо за ним отрабатывает, своим фазовым детектором), то дробный синтезатор Вам не нужен, а с точки зрения чистоты спектра - даже вреден.

Ну на первый взгляд все правильно, но ADF4156 может работать и как целочисленник ... ладно вообще по началу я размышлял также как и вы и собирался ставить 4106 или 4108, но добрые люди посоветовали поставить дробник обосновывая это тем что спуры от DDS будут и у дробника и целочисленника, однако у дробника спуров будет гораздо меньше чем у целочисленника. Я поверил так как человек давно занимается в этом направлении и сделал не один проект. Хотя я и сейчас сомневаюсь, а вы мои сомнения подпитываете. Теория говорит что чем больше частота сравнения ФД тем меньше фазовых шумов, однако кто его знает как на практике оно выйдет тем более что в качестве опоры DDS. У вас был опыт использования DDS в качестве опорной частоты у синтезатора? Если да то с какими проблемами столкнулись вы? Как решили проблему со спурами? Как вы выбирали опорник для DDS?

Со стороны опоры ADF4156 всегда целочисленник- дробный модулятор стоит в РЧ канале. Так что спуры опоры на ДДС будут влиять в любом случае одинаково- и в дробном и в целочисленном. Вот и подумайте, что будет с петлей, когда спур влезет в полосу ФАПЧ, а он всегда найдется при октавной перестройке опорной частоты. Относительно безспуровые участи у ДДСа можно найти при перестройке процентов на 10-15 только, и то ценой "игры" с опорной частотой самого ДДСа- выбираются "странные" некратные нулям частоты.

Я сейчас примерно на той же стадии, что и Вы, делаю проект, в чем-то похожий, но учебный, и тоже с DDS в качестве опоры. Вот доделаю, посмотрю спектр... а пока с интересом читаю эту ветку.

А пока у меня самого вопросы. Например, имеет ли смысл в обсуждаемой схеме поставить на выходе DDS не ФНЧ, а полосовой фильтр (ведь технически это легко) - часть вероятных спуров отфильтруется? Теоретически (!), серия AD995Х вроде неплохая по спурам, особенно если выходная частота много меньше тактовой (например, в 100 раз).

Если диапазон перестройки ДДС меньше полосы ФАПа. ИМХО маловероятный случай. За полосой ФАП подфильтрует чуток спуры и так.
В 100 раз меньше тактовой - опять-таки маловероятный случай или Вы очень сильно умножите фазовые шумы и спуры ДДС в петле ФАПа, умножая сильно поделенную опору до, допустим, нужных Вам ГГц.

Сегодня с утра модель операционного усилителя OPA211 была поставлена в схему, полученные результаты не очень меня удовлетвори, при всех плюсах этого операционника один но значительный минус портит всю картину IBias = 60nА уж слишком большой ток утечки. Возле спектра основного сигнала появляются РОГА,

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

а график переходного процесса получился вот как то так
Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Сел я и начал по второму разу перебирать операционные усилители, выбрал AD8067 в даташите написано что у него полоса 54МГц при G = 10, что же будет при G = 1 в даташите не приводится но судя по всему мегагер 200 как минимум. Ну и при сохранении всех прочих шумовых характеристик имеет малый ток утечки около 2pA, построил модель, поставил в схему графики намного лучше получились. Завтра более подробнее отпишусь по этому поводу...

При G=1 у него будет гудеж. Он меньше 8 неустойчив ЕМНИП.

возможно так как в даташите до 8 значения и приводят ... блин мой мозг начинает кипеть ... как выбирать это долбанный операционник, с одной стороны он должен быть фильтром, с другой интегратором с третьей маштабирующим усилителем ... на какие цифры куда смотреть ... поставлю все равно AD8067 а если загудит то поменяю на AD8065 по размером он один в один, а с ним у моих коллег опыт работы уже есть.

В серийное изделие гусарскую рулетку не закладывают. Вы определитесь с идеологией, потом будете думать насчет фильтра.
Далее. Мы, например, не делаем малого шага у гетеродинов в приемниках - просто применяем оцифровку широкого горла и технологию Диджитал Даун Конвертерс - там можно идти часто достаточно быстро и с мелким шагом. Причем с квадратурами по выходу. Поэтому DDS в качестве опоры ФАПа для мелкого, как у Вас шага мне не интересны.
Это позволяет спурам быть отфильтроваными ФАПом - шаг (частота сравнения в целочисленке) намного больше полосы ФАПа.
Это я о том, что возможны бывают варианты на системном уровне.

Ух ты, какая интересная тема: пару лет назад мне тоже такую непосильную задачу взвалили, оказалось - слишком рано. Да и сейчас бы не взялся...

Ну и что Вас здесь шокировало, спуры -60 дБн для Ваших требований - это ещё по божески, тем более, что их можно снизить выбором менее высокочастотного операционника от Linear Technology со сверхмалыми токами утечки. Да и не в утечках тут дело, а в выбранной Вами полосе, обеспечивающей требуемое время перестройки, уменьшите полосу - уменьшатся спуры. Я на практике получаю в ФАПЧ с этим ОУ спуры не хуже -80 дБн. Мало того, пока альтернативы ему не нашёл для широкополосных ФАПЧ, может быть, пора снова искать. Обратите внимание на его достоинства: достаточно высокая частота единичного усиления, очень низкий шум, выход rail-to-rail, питание до 40 В.
Согласен с ledum, Вы лучше пересчитайте спуры выбранного Вами DDSа, хотя бы в узкой полосе, на частоты 6-12 ГГц и призадумайтесь о том, какую архитектуру синтезатора выбрать и как включать DDS в контуры ФАПЧ, о чём также говорил khach.
Есть крамольная мысль, что если Вам нужен только свип, то Вам надо либо отказаться от DDS и гонять по СВЧ спектру непосредственно ГУН, либо отказаться от октавной перестройки DDS, а перенести все тяготы октавной перестройки на широкополосную целочисленную ФАПЧ, с которой тоже придётся основательно подолбаться (сам сейчас этим занимаюсь). Впоследнем случае DDS должен перестраиваться в пределах выбранного шага ФАПЧ и обеспечивать уменьшение шага всей системы до 100кГц. Но здесь по рассчётам все скорее всего сведётся к шагу ФАПч не менее 20-50 МГц, что ненамного улучшит ситуацию, а необходимость высокоскоростной перестройки DDS приведёт к необходимости его построения по варианту FPGA+DAC, одним выстрелом убивающим и второго зайца - спуры выходного спектра DDS. Но и здесь засада: в высокоскоростной широкополосной ФАПЧ (а вы ещё попробуйте всё, включая управление, вогнать 1 мкс) вам несуждено фильтровать DDS, поэтому его спектр должен быть априори сверхчистым, что пока теоретически недостижимо. Вариант дробника даже не принимайте во внимание, он низкоскоростной по своей природе, его скорости не хватит для высокоскоростного свипа, а по спурам он может поспуорить с DDS.
Да, и определитесь наконец с требованиями по чистоте спектра в плане гармоник, субгармоник и спур (НПСС), мне кажется, что в этой разработке после скорости перестройки это второй краеугольный камень. Да и с шумами большой вопрос: запрашиваемый уровень фазового шума по моим представлениям соответствует спурам на уровне 50-60 дБн и слишком высок для каких-либо внятных современных приложений. Боюсь, что в данной ситуации на проблему надо взглянуть более комплексно, чем на уровне ТЗ. Каково назначение синтезатора, если не секрет? На метрологию и радиолакацию вроде не тянет, да и для радиприёма как-то сомнительно...

Если без излишней дипломатии, то некоторые причины – это фаз. шум и спуры. В связи с этим вопрос к автору темы. Каковы Ваши требования / ожидания по спурам?

Простой пример (всё – так, в первом приближении, чтобы оценить порядок величин). Если подавать сигнал DDS на вход ФД в простейшей однопетлевой ФАПЧ, то его спуры будут транслироваться на выход по 20logN закону (независимо какой делитель Вы используете: Hittite, 4106, дробный, DDS в самой петле и т.д.). Скажем, Вы свипируете DDS между 60 и 120 МГц, чтобы получить сигнал на выходе синтезатора 6000 – 12000 МГц. Т.е. N=100. Соответственно, спуры DDS на выходе синтезатора будут ухудшены на 20log100=40 дБ.

Теперь, какие спуры Вы ожидаете увидеть на выходе самого DDS? В такой широкой полосе не так уж сложно и -60 дБн повстречать. А на выходе всё это будет на 40 дБ хуже (в петле)... Вас это устроит? Если да, то это очень необычное ТЗ и считайте, что Вам повезло. Если нет, то вот это и будет Ваш ”bottle neck.” А утечки операционника и SimPLL анализ – это уже мелочи жизни, шлифовка деталей (тоже важно, но это уже потом).

Что с этим делать? Что и все - добавлять ”навороты” (список широчайший, тут у каждого будут свои собственные преференции), чтобы:

а. Уменьшать N
b. Давить спуры DDS (если он используется)

Собственно, ничего нового...



Только часть. А параметр в спецификации – зто всегда the worst case. В широкой полосе всегда отыщется спур, который расположен настолько близко к частоте выходного сигнала DDS, что отфильтровать его будет нереально (даже ФАПЧ-ем). Здесь нужны более серьёзные методы подавления спуров (или же использование очень узких кусочков полосы DDS).

Да, в догонку хочу предложить Vecheslavу рассмотреть для своих целей Новую структуру синтезатора частоты, A new concept in Frequency Synthesis, предлагаемую здесь: http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=85660
В том случае, если такая реализация Вас устраивает, советую выбрать октавный ГУН от Synergy из серии YIG-replacement, а также связаться с автором для более тщательного изучения метода. Vitaly K кажется был заинтересован в практической реализации метода.

Поддерживаю идею khach-а.

Нажмите для просмотра прикрепленного файла

Ну так работать небудет- после смесителя есть верхняя и нижняя боковая- прескалер с ума сойдет. Или надо кучу переключаемых фильтров городить и для предустановки еще и ЦАП ставить. Проблема именно в октавности перестройки. Кстати, это же ограничивает применение полосовых фильтров после ДДС- если перед захватом петли сложились такие условия, что полосовик режет сигнал от ГУНа, то захватат никогда непроизойдет. Но обычно эта проблема вылазит в схеме DDS в качестве ДПКД. Там приходится ДДСу два переключаемых фильтра ставить- один обычный ФНЧ для поиска и захвата, а потом переключение на узкополосник с частотой кратной ФД для подавления спуров.
Зы. да и смеситель на 12 ГГц октавный- еще то удовольствие. Я же говорю- делить 12 на 4 прескалером, потом квадратурный смеситель на ADL5385 например (он же и прескалер на 2 еще дополнительно) и потом какой-либо синтезатор ФАПЧ.
ЗЫ. Хотел блок-схему по-быстрому накидать в Visio, но где-то потерял "RF Schematic & Block Diagram Symbol Stencils for Visio". Нет ли у кого случайно ссылки?
ЗЫ2. Меня тут коллега в чате спрашивает. Если подобный синтезатор применять в устройстве, где планируется подавлять зеркальный канал фазовой модуляцией гетеродина, т.е крутить фазу гетеродина на 0-90-180-270 градусов переключением профилей DDS, то как определить момент окончания перестройки всей петли по фазе? Просто задержкой? Ну и если кто поделится ссылками на формулы, как рассчитывать фазовый сдвиг в ДДСе в зависимости от архитектуры синтезатора, чтобы на выходе получить именно нужные сдвиги по фазе.

Тоже думал, и решил, что предполагается квадратурный DDS:
Хотя насколько именно подавится ненужная полоса, и подавится ли вообще, и как все будет работать с остатками этой полосы - это вопрос. Но идея красивая.

Подавить ненужную полосу (скажем та что fvco-fdds) можно на 30...40 дБ без особых проблем, проблема даже будет не в ней, а в fvco+2fdds, которая обычно давится на 5-10 дБ хуже. Если супер-квадратурного смесителя под рукой нет, то можно подмешивать ддс после делилки на 3 и поставить hmc497 или как советует khach делилку на 4 и adl-ку. Тут весь вопрос в том с каким уровнем эти спуры после модулятора просочатся на выход гуна и не повлияют ли они на работу PFD?

В октавной полосе? В диапазоне 6-12 ГГц? Покажите, как. Тем более, что и RF и IF достаточно близки по частотам т.к. DDS даст всего 500 Мгц максимум. Понадобится хотя бы один 90 градусный мост октавный для IRM смесителя.

С тем подавлением что Вы указали (хотя 40 дБ на таких частотах, скажем так, заслуживает уважение), PFD должен работать нормально. Но, в данной архитектуре есть одна фундаментальная проблема. Я условно её называю ”использованием двух независимых опор.” Смысл (проблема) в том, что возникают комбинационные частоты, которые будут вылазить в виде спуров. В зависимости от требований по спурам, может для данного случая это и пройдёт. А вот, чтобы получить ”действительно низкие спуры” (понятно, всё относительно), нужно зашивать DDS в опору (точнее, нельзя делать частотно-независимой опору и подставку).

все же, посоветую Вам посмотреть на фиг.1 в этой рекламке:
http://www.anapico.com/MJ-prodfeature-may09.pdf
это не совсем то, что Вам нужно сделать, но на рисунке достаточно ясно представлена общая стратегия решения задачи.

А разве таких мостов не существует? Я конечно не спец в этой области, но на глаза попадались статьи и с мостами и с подобными модуляторами. Я понимаю, что задача не такая простая и на коленке это сделать не так просто. А вообще я как-то делал мост на КВ дак вот он работал с 2 до 30 МГц. Принцип там такой, что в плечи обычного делителя мощности включаются дополнительные L-C цепи у которых сдвиг фаз 90 градусов в очень широкой полосе. На свч такое тоже наверно можно реализовать.

А так я согласен, что лучше использовать готовые микрухи подмешивая ддс после делилки на 3 или на 4.


ps у hittite есть hmc256, но с ним похоже будет проблема с fvco-3fdds

оптимизму вы мне добавили...



да я не говорю что усилитель плохой, я говорю что для моего проекта не совсем подходит, при моделировании я конечно уменьшал полосу фильтра и видел что все хорошо, но скорость заданная в ТЗ 1 мкС, это жестко заданный параметр, а следовательно и полосу мне уменьшить нельзя.



да если бы я знал, какую архитектуру выбрать я бы тут не зарегистрироваля ... я же говорю у меня опыта нет ... я вот тут читаю все это и как Егор Батрудов глазами только хлопаю ...



это тоже вариант... подключил цап и гоняй Гуну напряжение... но при таком включении мы не будем знать какому напряжению какая частота соответствует, а это в моем случае важно. Можно конечно сделать синтезатор с большим шагом перестройки, ну например 100МГЦ, прошелся по диапзону с шагом 100МГц, отцифровал АЦП управляющее напряжение, можно сказать от калибровался что данной частоте соответствует такое то значение частоты, а потом с контроллера с нужной скоростью и шагом через цап выдавать напряжение на ГУН, все бы хорошо но городьбы много, да и спектр не очень хороший, хотелось бы его все таки через фапч гонять.



что такое октавная перестройка?



мало чего понял ... варианту FPGA+DAC это как? что такое FPGA?



Требования просты гармоники и все остальное должны быть на уровне -70dB относительно основного сигнала.



да я уже за голову начинаю хвататься тут куда не плюнь везде одни краеугольные камни, а предложенная мной структурная схема где в качестве опорника я собирался поставить DDS вообще не имеет места быть?



да это не важно где ... на выходе нужен сигнал который может точно вставать на точку, а при необходимости свипировать с 1мкС на точку и 100кГц шага. И при уровень фазовых шумов должн быть -70dB при отстройки на 100кГц.



эээ как бы сказать если бы я понимал до конца что такое спуры и какова уровня они могут быть на выходе DDS, рисуя свою структурную схему я надеялся что с выхода ДДС будет спектр иголочка с заявленными фазовыми шумами по даташиту, но чувствовал что все слишком просто , поэтому зарегистрировался здесь, я уже понял что много чего не учитывал, спасибо что открыли мне глаза но от этого не легче...



здесь все понятно ... тз обычное... и меня это не устроит.







спасибо обязательно почитаю ... меня устроит все, лишь бы решить поставленную задачу ... финансового ограничения нет



ну наконец то конкретное предложение ... вот только с работой разобраться не могу. Частота 1ГГц поступает на ДДС куда она ему там заводится как опора? так что то многовато. Как тут работает смеситель? Я так понимаю у этого синтезатьра по шести разрядной шине можно менять значение N. В общем можно пояснить что здесь куда поподробней.

Проблема подмешивания в октавной полосе имхо должна быть при любом делении. Я пока не спец в таких архитектурах, но сдаётся мне, при построении такой схемы с участием DDS придётся шибко много "хитрить", например, менять опорную частоту DDS, коэффициент деления частоты ГУНа, смесители и фильтры на выходе смесителя и т.д. Мне кажется, что начинающему специалисту это пока не под силу, сужу прежде всего по себе.
Есть ещё один вариант, который пока не рассматривался: разбивание октавы или 2/3 октавы на относительно узкие полосы, скажем, 1/8 октавы и построение мультиГУНовой ФАПЧ. Ведь в основной идее почти всех предложений ФАПЧ рассматривается как умножитель частоты, переносящий спектр частот DDS с октавной перестройкой на спектр октавного ГУНа. Разбивание спектра на поддиапазоны, конечно, сильно удорожит и усложнит синтезатор, зато упростит процесс подмешивания частоты DDS. Возможен ли такой подход к проектированию такого сложного синтезатора?

Здесь важен реализм, чтобы избежать ненужных растрат денег и времени. У меня это свелось к разработке схемы и расчетам её характеристик, после чего я пришёл к выводу, что она нас не устроит и продолжать не стОит...

Тогда беглый ликбез по статьям Александра Ченакина из соседней темы http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=84312 Вам как раз пригодится. Если "по-ангельски" "с листа" читаете, то за пару- тройку дней управитесь

Нет, так не получится! Разрядности самого крутого ЦАП маловато будет, да и нестабильно это всё в температуре. Кроме того кривая управления ГУНом сильно нелинейна. Здесь всё гораздо сложнее...

в 2 раза

Это ещё одна тема... Точнее две темы, пока не заморачивайтесь, это Вам скорее всего никчему.

Про DDS, возможно, придётся вообще забыть...

... в таком включении - скорее всего

Если честно, последнее предложение не понял

Это поправимо, советую прочитать книгу Александра Ченакина, там всё очень популярно описано.

Можно по подробней принцип работы объяснить? Желательно с блок схемой.



ничего подобного мне не требуется...



если честно я тоже ))) ... уровень фазовых -70dB при отстройки на 100кГц.

Vecheslav, я не случайно спросил о назначении синтезатора, так как это может оказаться очень важным обстоятельством, как пару-тройку раз было у меня. Примерно такое же сложное задание недавно получил и я: сделать один октавный СВЧ-синтезатор с шагом 1 кГц, ф.ш. -102 дБн/Гц и спурами не выше -90 дБн и один "крутой" СВЧ-синтезатор на фиксированную частоту. Справедливости ради надо сказать, что время перестройки было установлено не более 10 мс, что в 10000 раз больше, чем у Вас, но всё равно для меня эта задача казалась нерешаемой: синтезаторы с таким чистым спектром я ещё не делал, об использовании DDS не могло идти и речи, даже после фильтрации спуры при переносе вверх взмыли бы до -70 дБн.
Всё решилось только после того, как я влез с головою в архитектуру приёмника, для которого предназначались синтезаторы. Оказалось, что это приёмник с двойным преобразованием частоты, где оба синтезатора - источники частот гетеродинов понижающих преобразователей (даунконверторов) частоты, а функцию "мелкого шага" можно перенести с октавного на одночастотный синтезатор, преобразовав изходное задание в следующий вид: сделать один октавный СВЧ-синтезатор с шагом 100 МГц, ф.ш. -102 дБн/Гц и спурами не выше -90 дБн и один СВЧ-синтезатор, перестраиваемый в полосе 100 МГц с шагом 1 кГц с аналогичными характеристиками по чистоте спектра.
В итоге мне скоро предстоит (сейчас жду изготовления ПП и закупки комплектующих) делать два синтезатора средней сложности вместо одного очень сложного и одного простого.
Возможно, что у Вас таже самая ситуация, тогда всё может сильно упроститься с одного суперсложного синтезатора в два сложных.

выделенное неверно. Но фракциональник бывает не так уж страшен.

второй более прав нежели первый. Для вашей схемы смотреть надо, чтобы частота единичного усиления ОУ была раза в 2 ( а лучше больше) выше чем частота второго полюса элементов фильтра PLL ( в Вашей схеме второй полюс определяется RC цепочкой перед ГУНом) и на частоте второго полюса запас по фазе собственно ОУ в схеме с единичным усилением был градусов хотя бы 80 , лучше 89, но никак не 45 !

У топикстартера частный случай и не высокие требования по шумам, поэтому предложу такую конфигурацию прямого синтеза . Без ДДС, возьмем фракциональный PLL , опору 200М, реф_предделитель переключаем либо 3 либо 4 ( или 3-5) и таким макаром, чтобы фракциональная часть оказывалась всегда существенно выше полосы (на порядок) его фильтра ПЛЛ, в этом случае спуры в полосе невелики совсем. Полосу фильтра уменьшаем до 200-1000кГц , назначение PLL в таком случае - следить за частотой на выходе "интегрально". Дифференциально "мелкие ступеньки" на пиле ГУНа пусть обеспечиваются коммутируемым мелким конденсатором, подключаемым при смене частоты к интегрирующей емкости ОУ фильтра PLL. Перед этим конденсатор должен заряжаться от ЦАП в каждом цикле смены частоты. Невысокая дифференциальная точность каждой ступеньки не важна по ТЗ (10кГц на фоне 100кГц ступеньки могут быть обеспечены даже 8 разрядным ЦАПом). Весь свип 6-12G занимает у стартера много десятков миллисекунд и интегральная точность по всей пиле ГУНа может быть достигнута узкополосной петлей.
Вероятно потребуется калибровка все этой кухни в медленном режиме.

у меня смысл примерно тот же синтезатор выступает в качестве гетеродина который переносит принимаемый сигнал в область ПЧ. Я вот только не понял как вам удалось решить проблему. Еще я не понимаю термин "октавный синтезатор" "одно частотный синтезатор". Я вот выше не спроста о печатался. Сегодня перечитал ТЗ у меня в задании ширина спектра должна быть по уровню -70дБ не больше 100кГц, то есть что фазовые шумы должны быть не больше -70dBc при отстройки на 50 кГц, скорость перестройки 100кГц/мкс. Подразумевается работа как в режиме "СВИП" быстрая перестройка так и в режиме "ФАПЧ" шагать по диапазону с большим шагом (скорость тут не важна)



я вот тут схему накидал, если вам не трудно не могли бы вы описать принцип работы, в чем выигрыш такого построения.
Нажмите для просмотра прикрепленного файла



трудно для моего понимания, боюсь без структурной схемы не понять. А как мы с такой узкой полосой будем двигаться со скорость 100кГц/мкс. И вообще я правильно понимаю что точность установки частоты зависит от точности установки частоты опорного генератора? И где в петле у нас ЦАП будет стоять?


а получится с такой полосой направленник сделать, звезде на резисторах на этот параметр вроде плевать, а все таки в чем выигрыш?

Идея отражена правильно, только есть некоторые огрехи- После ДДС надо ставить формирующие фильтры. Или обычные ФНЧ, или полосовики на вторую зону найквиста (очередное ноу-хау). После квадратурного смесителя тоже надо ФНЧ поставить, или два переключаемых- мы же работаем с октавным синтезатором, вторая гармоника ГУН весьма велика может быть, и теоретически возможен захват петли за вторую гармонику. Вот для этого и два переключаемых фильтра- один на нижний полудиапазон, второй-на верхний. Хотя можно и проще это сделать, но для этого сионал управления ГУНом надо завести в контроллер на аналоговый вход АЦП- тогда можно отследить захват за гармонику и "сдернуть" ГУН на нужную частоту.
Ну и опора 10 МГц при ФД 100- это явная ошибка. Опора должна быть выше или равна частоте ФД. ADF4108 тут лишний совершенно- после смесителя у нас частоты 750-1500 минус частота ДДС. 4108 со своми 8 ГГц с ума сойдет или зацепится за верхнюю боковую. Поэтому АДФ 4112 с головой достаточно. Если же все таки почему-то ставить 4108 то надо поднять крутизну RF сигнала отдельным компаратором перед 4108.
Опора для всей этой канители- лучше кварцевый генератор на 100-120 Мгц с хорошим спектром. Потом эта частота умножается на 8 или 10 и служит опорой ДДС, а на микросхему ФАПЧ- идет непосредственно.
Октавный синтезатор- синтезатор с перестройкой частоты в 2 раза. Это выделяется особо, потому что октавник построить сложнее, чем синтезатор на 10-20 % полосы. Та же вторая гармоника сбивает синтез с толку, плохие фазовые шумы ГУНа, Квадратурные мосты на краях диапазона оказываются не таким уж и квадратурными ну и прочие грабли.
ЗЫ. про фазовую перестройку LO- простите великодушно за вопрос, как автор и хозяин топика, просто если в тему пришли хорошие спецы, то иногда хочется задать вопрос на грани фола, вдруг в пылу дискуссии что подскажут.

на первую часть ответа я еще задам вопросы, но хочется хотя бы в простейшем разобраться... с перестройкой частоты в 2 раза куда, чего? Уже весь интернет перерыл, в википедии ни слова. Есть гун, у него в зависимости от подаваемого на варикап напряжения на выходе какое то значение частоты. На анализаторе спектра это 1 сигнал со своим фазовым шумом. Охватив ГУН петлей фапч мы также на выходе получаем один сигнал.



Сразу вопрос как выбирать частоту среза для таких фильтров, меняя выходную частоту ДДС со скоростью 100кГц/мкс эти фильтры не будут затягивать время нарастания сигнала? Вторая зона найквиста, я так понимаю для ДДС, а какую частоту ДДС нужно подмешивать и вообще зачем нам квадратурный модулятор что именно он делает с основным сигналом ГУНа и с сигналами ДДС sin(t) и cos(t). В чем полезность такого включения?



ну да это качепятка ... хотя в моем случае возможно все )))



переключать фильтры через коммутатор?


трудно к паниманию, понял только про оцифровку управляющего напряжения, а как при этом дергать гун с гармоники на основной сигнал не понятно ... и как все это отслеживать на скорости 100кГц/1мкс


ну тут все более менее понятно... но все таки вопрос я так понимаю если синтезатор до 8ггц то сильно низкую частоту на него подавать не есть хорошо ... посмотрел 4112 все хорошо, а частота фазового детектора 55 мгц , тогда предлагаемую вами опору в 100-120мгц нужно как минимум попалам делить (R=2) может тогда и опору пониже, там и шумы пониже. Или все таки 4108 с частотой фд 104 мгц.

Мне в последнем варианте не нравится то, что палки DDS будут расти на 20log(4). Желательно дополнительно использовать схемку, как предлагал в свое время Александр Ченакин:
Нажмите для просмотра прикрепленного файла
Выбор коэффициента деления будет компромиссом между уровнем спур и частой ФД. И не обязательно использовать двухканальный DDS, частоту с одного канала можно сначала умножить на 2 и потом поделить на 2 с помощью двух триггеров, работающих по разным фронтам (те же 2 канала со сдвигом в 90 гр.). Точнее с учетом вышеприведенной схемы, если использовать делитель 2*N, то умножителя не потребуется.


Догадываюсь откуда ноги растут. Расквадратуривание с помощью модуляции LO хорошо для преобразования вниз, очень важную роль при этом играет семплер на входе АЦП. При преобразовании вверх по этой схеме, сложность синхронизации модулятора LO и DDS будет сравнима с обычной аналоговой схемой квадратурного смесителя.

вот тут большой вопрос...зачем опору умножать на 8 или 10? отодвинуть побочные составляющие ДДС от основного сигнала Fоп-Fс? А что станет с фазовыми шумами при таком умножение и как они (шумы) будут отражаться на выходном сигнале DDS? опять же у AD9958 REFCLK = 500 МГц. а так вроде тоже все понятно ))).

легко. "двигаться" это-ж не "стоять" с какой-то заданной величиной фазовой или частотной ошибки. ФАПЧ с полосой 500 кГц собственно "двигает" гун со скоростью 5ГГц за 25 мкс, т.е. 200МГц/мкс, что в 2000 раз больше, чем Вы хотите по последнему толкованию вашего ТЗ.