расчет индуктивности для SEPIC пребразователя Опции

[VDV]

Пробую рассчитать индуктивности для SEPIC преобразователя.

TI: http://www.ti.com/lit/an/slyt309/slyt309.pdf
Формула 4. В знаменателе 2 для СВЯЗАННЫХ индуктивностей, для несвязанных коэффициент 1.

Maxim Integrated: https://www.maximintegrated.com/en/app-note...dex.mvp/id/5740
Уравнение 30, В знаменателе 2 для НЕСВЯЗАННЫХ индуктивностей.

AD: смотрим документацию, например, LT8330.
Читаем:
Given an operating input voltage range, and having chosen ripple current in the inductor, the inductor value (L1 and L2 are independent) of the SEPIC converter can be determined using the following equation:
L1= L2 = VIN(MIN) * DMAX / (0.5 * dISW * fOSC)

By making L1 = L2, and winding them on the same core, the value of inductance in the preceding equation is replaced by 2L, due to mutual inductance:
L = VIN(MIN) * DMAX / (dISW * fOSC)

Итого для НЕСВЯЗАННЫХ индуктивностей имеем коэффициенты в знаменателе: 0.5, 1, 2.

Кто-нибудь пробовал расчёты на живом железе проверять?
Или может, у кого-нибудь есть отадочная плата, где можно замерить пульсации тока в обмотках, коэффициент заполнения при известных входных/выходных параметрах, чтобы проверить эти формулы? А еще лучше, на микросхемах от разных производителей, а то может, у них просто внутри делитель частоты стоит? Правда, тогда получается, что "рабочая частота" является нечестным параметром и по нему нельзя контроллеры сравнивать.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 16 2018, 22:08

[Егоров]

А погонять в симуляторе не поможет?
Я делал SEPIC и со связанными индуктивностями, и с раздельными. Для определенных задач - очень хорошая топология.
Но что-то в расчетах этой топологии плохо получается. А вот симулятор показывает достаточно достоверно.
Дайте исходные данные подробно. Мне кажется, лучше делать на связанных индуктивностях, если мощность более 10-15 ватт.

[VDV]

а кто сказал, что у них в симуляторах всё под их формулы не подкручено?
Если нужны параметры, вот как пример: вход 10В - 14В, выход +12 0.2А.
Посмотрите, одна и таже схема у TI в appnote и в документации на эту микруху имеет индуктивности в 2 раза отличающиеся!
Та же ситуация, у них в симуляторе есть пример схемы, там индуктивность в 2 раза больше, чем в доке.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 16 2018, 22:28

[Фальтер]

Для определенных задач - очень хорошая топология.

а для каких задач? можете поделиться опытом...

[wim]

Итого для НЕСВЯЗАННЫХ индуктивностей имеем коэффициенты в знаменателе: 0.5, 1, 2.

Кто-нибудь пробовал расчёты на живом железе проверять?

Проверяли, работает. Все дело в разной трактовке dIL - это могут понимать как размах пульсаций тока дросселя или как половину оного. Правильная формула согласно законам физики:
dIL (размах) = Vin*D/(L*fsw)
В формуле для LT8330, вероятно, помножили dIL на магическое число, типа 50% от границы между непрерывным и разрывным токами.

[Priest_89]

а кто сказал, что у них в симуляторах всё под их формулы не подкручено?

Почти все симуляторы основаны на давно разработанных и отлаженных алгоритмах (SPICE моделирование), неужели кто то будет подстраивать эти алгоритмы под единственный частный случай в ущерб всему остальному?

[VDV]

В формуле для LT8330, вероятно, помножили dIL на магическое число, типа 50% от границы между непрерывным и разрывным токами.

А ребята из Максим - магическое число 200% ?

Почти все симуляторы основаны на давно разработанных и отлаженных алгоритмах (SPICE моделирование), неужели кто то будет подстраивать эти алгоритмы под единственный частный случай в ущерб всему остальному?

Алгоритм - это формула. "Все" - это никакие.
Не видел в сети, чтобы кто-то моделировал контроллер от TI в программе от LT и наоборот.

Ради интереса можете рассчитать схемы из документации - у меня редкая сходилась, обычно расчет дает в 2-10 раз бОльшее значение, чем приводится в схемах в документации.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 07:19

[Егоров]

а для каких задач? можете поделиться опытом...

У этой топологии есть уникальное свойство по сравнению со всеми остальными однотактниками .
Потребление по входу близко к постоянному. теоретически может быть постоянным. Это снижает требования к фильтрам. И по выходу тоже.
Хороша еще тем, что входное может быть и больше и меньше выходного. Т.е может работать повышающе-понижающим стабилизатором.
Однако, ключ под суммой напряжений входа и выхода и токи тоже сумма. Это недостаток. Поэтому, область применения оптимальна при относительно небольшой разности напряжений входа- выхода.
Если работа схемы понятна, а смущает только номинал индуктивности, то это всего лишь выбранный размах пульсаций тока. Для случая у VDV можно применить Шоттки и спокойно работать с токами близкими к трапеции, с непрерывным током в дросселе.
Габариты и КПД будут лучше.

[wim]

А ребята из Максим - магическое число 200% ?

Я это уже объяснил - "2" в знаменателе означает, что ребята из Максима подразумевают под dIL амплитуду, т.е. половину размаха пульсаций тока.

[VDV]

Если работа схемы понятна, а смущает только номинал индуктивности, то это всего лишь выбранный размах пульсаций тока.

Давайте тогда рассмотрим варианты:
1) хочу пульсации тока 1%
2) хочу пульсации тока 99%

Вы какую формулу предлагаете использовать? Какой коэффициент в знаменателе?

Я это уже объяснил - "2" в знаменателе означает, что ребята из Максима подразумевают под dIL амплитуду, т.е. половину размаха пульсаций тока.

Нет, ребята из Максим по крайней мере в формуле пишут, Iin.avg,, т.е. они вместо пульсаций, как доли входного тока, используют весь входной ток, плюс его еще на 2 домножают.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 08:02

[wim]

Давайте тогда рассмотрим варианты:
1) хочу пульсации тока 1%
2) хочу пульсации тока 99%

Вы какую формулу предлагаете использовать? Какой коэффициент в знаменателе?

Повторяю еще раз для особо непонятливых: "пульсации" - это ни о чем. Пишите конкретно - амплитуда или размах, тогда и получите конкретный ответ.
Либо применИте самостоятельно формулу U=L*dI/dt из общего курса физики. Вот прямо с утра взяли и применили - и вопросов бы не было.

Нет, ребята из Максим по крайней мере в формуле пишут, Iin.avg,, т.е. они вместо пульсаций, как доли входного тока, используют весь входной ток, плюс его еще на 2 домножают.

Все правильно они пишут - граница непрерывного и разрывного токов соответствует амплитуде пульсаций = среднему значению тока, т.е. размах равен удвоенному среднему.

[VDV]

Повторяю еще раз для особо непонятливых: "пульсации" - это ни о чем. Пишите конкретно - амплитуда или размах, тогда и получите конкретный ответ.
Либо применИте самостоятельно формулу U=L*dI/dt из общего курса физики. Вот прямо с утра взяли и применили - и вопросов бы не было.

Все правильно они пишут - граница непрерывного и разрывного токов соответствует амплитуде пульсаций = среднему значению тока, т.е. размах равен удвоенному среднему.

Смотрим формулу расчета Iin.avg, (2):
Vout * Iout / Vin / Eff

Где тут пульсации? Чистый расчет входного тока по балансу мощности с учетом КПД.

Да, я непонятливый.
Возьмите схемы из доки на LT8330 и подтвердите мне их расчетом! Или для TPS61170 (подсказка: расчет есть в AppNote)

Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 08:26

[wim]

Смотрим формулу расчета Iin.avg, (2):
Vout * Iout / Vin / Eff

Где тут пульсации? Чистый расчет входного тока по балансу мощности с учетом КПД.

Пульсации тока не зависят от среднего тока (предполагаем, что дроссель идеальный и его индуктивность не зависит от постоянной составляющей подмагничивания).
Вам пульсации надо посчитать или то, и другое?

Возьмите схемы из доки на LT8330 и подтвердите мне их расчетом! Или для TPS61170 (подсказка: расчет есть в AppNote)

Во как - в повелительном наклонении.
Скажите какую конкретно формулу Вам посчитать - я ее посчитаю. А ежели весь расчет целиком сделать - так это Вы разделом форума ошиблись.

[VDV]

Давайте сильно огрубим задачу:
Мне надо посчитать индуктивность для связанных индуктивностей при пульсации входного тока в 100% тока ключа. Ток ключа примем 1А. DC=0.5. VIN=10V, F=1MHz.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 09:03

[mcheb]

Давайте сильно огрубим задачу:
Мне надо посчитать индуктивность для связанных индуктивностей при пульсации входного тока в 100% тока ключа. Ток ключа примем 1А. DC=0.5. VIN=10V.

Если VIN=12V и F = 250 kHz, то получается 12В * 2 мкСек / L мкГн == 0,2А * 4, и L = 12*2/0,2/4 = 30 мкГн.

[wim]

Давайте сильно огрубим задачу:
Мне надо посчитать индуктивность для связанных индуктивностей при пульсации входного тока в 100% тока ключа. Ток ключа примем 1А. DC=0.5. VIN=10V, F=1MHz.

Не имею возражений - сформулируйте правильно задачу и мы ее немедленно огрубим.
Пульсации - амлитуда или размах (уже в эн-плюс-первый раз спрашиваю).
Ток - среднее, действующее или максимальное значение.
Чтобы правильно задать вопрос, нужно знать большую часть ответа.

[VDV]

Максимальный ток ключа 1А.
Соответственно при 100% входной ток меняется от 0 до 1А за период.
По какой формуле рассчитывать связанные индуктивности? По формуле от TI, LT, Maxim?

А еще лучше приведите расчет, сделанный по их руководствам для одного и того же конвертора и одного и того же режима.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 10:36

[wim]

Максимальный ток ключа 1А.
Соответственно при 100% входной ток меняется от 0 до 1А за период.
По какой формуле рассчитывать связанные индуктивности? По формуле от TI, LT, Maxim?

А еще лучше приведите расчет, сделанный по их руководствам для одного и того же конвертора и одного и того же режима.

Я не считаю по формулам из даташитов, написанных индо-китайскими студентами. Я считаю по формулам из курса общей физики.
В Вашем примере:
Максимальный ток ключа (размах от 0 макс. значения) dIsw=dIL1+dIL2
Для связанных индуктивностей (одинакового номинала, намотанных в два провода) эквивалентная величина каждой из них удваивается, т.е. L1экв = 2*L1=2*L, L2экв = 2*L2=2*L.
L - номинальная величина индуктивности одной обмотки связанных индуктивностей.
dIL1=VIN*DC/(L1экв*F), dIL2=VIN*DC/(L2экв*F) --> dIL1 = dIL2 = dIL1=VIN*DC/(2*L*F).
dIsw=VIN*DC/(L*F) --> Lгр. = VIN*DC/(dIsw*F) (граничное значение непрерывных и разрывных токов)

[VDV]

Спасибо!
Т.е. получаем итоговую формулу для несвязанных индуктивностей:
Lгр. = VIN*DC/(0.5 * K * Iin * F)

и для связанных индкуктивностей:
Lгр. = VIN*DC/(K * Iin * F)

Где Iin это входной ток по балансу мощностей, а K определяет желаемые пульсации входного тока, правильно?
И эти формулы совпадают с формулами от LT, так?

Тогда интересно, что расчёт от TI дает в 2 раза меньшее значение дросселя (см их AppNote) и при этом у них в доке на эту м/с в схеме дроссель еще в 2 раза меньше!

Вы проверяли результат такого расчета на живой плате замером?
И можно немножко просветить насчёт граничного значения непрерывных и разрывных токов?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 12:19

[wim]

Т.е. получаем итоговую формулу для несвязанных индуктивностей:
Lгр. = VIN*DC/(0.5 * K * Iin * F)

и для связанных индкуктивностей:
Lгр. = VIN*DC/(K * Iin * F)

Где Iin это входной ток по балансу мощностей, а K определяет желаемые пульсации входного тока, правильно?

Да

расчёт от TI дает в 2 раза меньшее значение дросселя (см их AppNote) и при этом у них в доке на эту м/с в схеме дроссель еще в 2 раза меньше!

Это может быть ошибка (в апнотах TI ошибки встречаются). Или магические числа - я мельком глянул их апнот - у них в некоторых формулах уже какие-то проценты пульсаций вписаны. Через несколько преобразований формул эти проценты могут превратиться в магическое число. По-хорошему, нужно все их формулы проверять с карандашиком - зачем?

И можно немножко просветить насчёт граничного значения непрерывных и разрывных токов?

В режиме непрерывных токов дросселя в каждом цикле коммутации ток начинается с ненулевого значения и этим же значением заканчивается. В режиме разрывных токов в каждом цикле коммутации есть интервал времени, когда ток дросселя равен нулю. SEPIC чаще всего делают в режиме непрерывных токов, но и в режиме разрывных он тоже может работать.

Вы проверяли результат такого расчета на живой плате замером?

Проверял конечно - на датчике тока (резисторе) в цепи силового транзистора. Да Вы и сами можете проверить в симуляторе - смОтрите наклон (скорость изменения тока) сначала с дискретными индуктивностями, а потом со связанными. В симуляторах нет никакого заговора против разработчиков - это просто решатель системы дифуравнений.


Сообщение отредактировал wim - Apr 17 2018, 12:41

Эскизы прикрепленных изображений

 

[VDV]

Тогда у меня есть еще несколько сопутствующих вопросов, можно?

- Если есть возможность, не могли бы Вы показать осциллограмму тока с работающего конвертера, указав его режим? Уж очень хочется убедиться и не на симуляторе.

- в доке LT также указано, что если DC > 0.5, то Lmin считается по формуле
Vin * (2 * DC - 1) / (Fosc * 0.56 * Iin * (1 - DC))
Почему так?

- Правильно ли понял, что в DCM максимальный ток в катушке всегда равен максимальному току ключа?

- Каков максимальный ток диода при DCM?

- Формула для расчета несвязанной индуктивности также подходит для Boost конвертера, так?

- Верно ли, что граничным условием CCM-DCM для Boost можно принять:
DCmax = 1 - OffTime * Fosc, OffTime - время выключения ключа.
если (Vout - Vin) / Vout > DCmax), то это DCM ?

- Верен ли такой расчёт для Boost в DCM ?:
Lmax = ((Vout - Vin) * vin) / (2. * Iswitch * Vout * Fosc)
Lmin = 0.7 * Lmax
Lmiddle = 0.85 * Lmax

Iswitch - максимальный ток ключа

И при этом получаем:
DC = Iswitch * L * Fosc / Vin
Iout.max = efficiency * Vin * Vin * DC * DC / (Fosc * 2 * L * (Vout - Vin))
Lcurrent.max = sqrt( 2 * Iout.max * (Vout - Vin) / (L * Fosc) )

Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 13:58

[mcheb]

Для связанных индуктивностей (одинакового номинала, намотанных в два провода) эквивалентная величина каждой из них удваивается, т.е. L1экв = 2*L1=2*L, L2экв = 2*L2=2*L.

А для лицендрата, во сколько раз?

[VDV]

А вот и ответ от Maxim Semiconductor:

Instructors' values will be halved when they are coupled. The 2 in the denominator of Eq 30 you are referring is actually the part of Inductors (uncoupled) expression itself and for a coupled inductor you have to divide Eq 30 by 2.

Т.е. по их мнению для несвязанных индуктивностей в знаменателе не 0.5, а 2 при расчете относительно входного тока.
При расчете относительно тока ключа это будет видимо 1 вместо 0.5.


Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 16:58

[Егоров]

А для лицендрата, во сколько раз?

Литцендрат - способ уменьшить сопротивление провода на высоких частотах. На зазор в магнитопроводе, индуктивность и количество потребных витков никак не влияет.

[wim]

показать осциллограмму тока с работающего конвертера

к сожалению не могу, т.к. нет уже этих конвертеров в наличии.

- в доке LT также указано, что если DC > 0.5, то Lmin считается по формуле
Vin * (2 * DC - 1) / (Fosc * 0.56 * Iin * (1 - DC))
Почему так?

В какой именно доке? Надо читать весть текст, иначе непонятно.

- Правильно ли понял, что в DCM максимальный ток в катушке всегда равен максимальному току ключа?

- Каков максимальный ток диода при DCM?

Если мы про SEPIC говорим, то максимальный ток ключа всегда равен сумме максимальных токов катушек, в любом режиме.
Про ток диода при DCM не могу ничего сказать, т.к. не использовал SEPIC в таком режиме (т.е. в рабочем режиме с нагрузкой). Там могут быть нюансы - один дроссель в режиме CCM, другой в режиме DCM. Непонятно, как в таких случаях считать преобразователь.

- Верно ли, что граничным условием CCM-DCM для Boost можно принять:
DCmax = 1 - OffTime * Fosc, OffTime - время выключения ключа.
если (Vout - Vin) / Vout > DCmax), то это DCM ?

Не совсем понятно, какую пользу Вы хотите получить от этой формулы, но в терминах коэффициента заполнения режим DCM начинается при Don+Doff < 1.
Более практичо рассчитывать границу режимов по индуктивности - если амлитуда пульсаций меньше среднего значения, это CCM, если больше - DCM.

- Верен ли такой расчёт для Boost в DCM ?:
Lmax = ((Vout - Vin) * vin) / (2. * Iswitch * Vout * Fosc)

Нет - регулировочная характеристика в DCM сильно отличается от CCM:
https://www.ti.com/lit/an/slva061/slva061.pdf

[Plain]

выход +12 0.2А

посчитать индуктивность для связанных индуктивностей при пульсации входного тока в 100% тока ключа. Ток ключа примем 1А. DC=0.5. VIN=10V, F=1MHz

10 В · (12 В + 0,5 В) / ((10 В + 12 В) · 1 МГц · 1 А) = 5,7 мкГн

[VDV]

В какой именно доке? Надо читать весть текст, иначе непонятно.

Речь идёт об избегании субгармоник. LT8582, стр. 24

Не совсем понятно, какую пользу Вы хотите получить от этой формулы, но в терминах коэффициента заполнения режим DCM начинается при Don+Doff < 1.

Видимо, наборот? режим CCM начинается при Don+Doff < 1. ? а если >= 1 это DCM?
Время открытия-закрытия ключа тут как-то влияют на оценку?
Задача в реальности такая: при расчёте Boost конвертера фантомного питания (+48V) понять для какого режима, CCM или DCM, надо считать.

А дальше с CCM вроде бы понятно, а вот с DCM не очень
Вышеприведённые формулы проверил на одной из схем в документации где точно известно, что это DCM, примерно совпало.

За ссылку спасибо, буду читать.

[wim]

Речь идёт об избегании субгармоник. LT8582, стр. 24

Да, есть такое:
https://www.ti.com/lit/an/slua110/slua110.pdf
Поскольку дополнительный пилообразный сигнал формируется внутри контроллера (т.е. изменить наклон "пилы" нельзя), накладывается дополнительное ограничение на индуктивность.

Видимо, наборот? режим CCM начинается при Don+Doff < 1. ? а если >= 1 это DCM?

Где Вы всего этого начитались - на радиолюбительских форумах? Don = Ton/Ts, Doff = Toff/Ts. Сумма Ton и Toff не может быть больше периода Ts.
Ton + Toff = Ts --> CCM. Ton +Toff < Ts --> DCM

Время открытия-закрытия ключа тут как-то влияют на оценку?

Во всех расчетах предполагается нулевая длительность фронтов импульсов. Если же они сопоставимы с длительностью импульса или длительностью паузы (наименьшей величиной из них), преобразователь может работать неустойчиво.

Задача в реальности такая: при расчёте Boost конвертера фантомного питания (+48V) понять для какого режима, CCM или DCM, надо считать.

Я вот так рисую график границы CCM-DCM для boost:

Прикрепленные файлы

 boost_CCM_DCM.txt ( 776 байт ) Кол-во скачиваний: 21

 

[Егоров]

А с чего это вас на 1 МГц потянуло? Нужно обязательно иметь низкий КПД и дополнительные хлопоты по аккуратной разводке?

[VDV]

Поскольку дополнительный пилообразный сигнал формируется внутри контроллера (т.е. изменить наклон "пилы" нельзя), накладывается дополнительное ограничение на индуктивность.

меня больше практическое применение интересует, цифра в знаменателе 0.56 откуда взялась и насколько она критична?

Где Вы всего этого начитались - на радиолюбительских форумах? Don = Ton/Ts, Doff = Toff/Ts. Сумма Ton и Toff не может быть больше периода Ts.
Ton + Toff = Ts --> CCM. Ton +Toff < Ts --> DCM

Видимо, неправильно понимаю смысл сокращений. Расшифруйте, пожалуйста.

Во всех расчетах предполагается нулевая длительность фронтов импульсов. Если же они сопоставимы с длительностью импульса или длительностью паузы (наименьшей величиной из них), преобразователь может работать неустойчиво.

Возьмем LT8330. Рабочая частота 2МГц, Задержка ключа ок 100 нс. Они сопоставимы или нет?

Я вот так рисую график границы CCM-DCM для boost:

Кривые вижу, но как баран на них смотрю.

Исходя из вышенаписанного, получается, возникает еще вопрос, как в SEPIC не попасть в DCM режим.
Документ от TI пока не осилил.

[wim]

цифра в знаменателе 0.56 откуда взялась и насколько она критична?

Не вижу этой "цифры" на стр. 24.

Видимо, неправильно понимаю смысл сокращений.

Ton - длительность импульса. Toff - длительность паузы. Ts - период импульсов коммутации. CCM --> Ton+Toff = Ts.
DCM --> Ton+Toff < Ts

Рабочая частота 2МГц, Задержка ключа ок 100 нс. Они сопоставимы или нет?

Частота не может быть сопоставима длительности, т.к. является обратной ей величиной.

Документ от TI пока не осилил.

LTSpice поможет.

Прикрепленные файлы

 8582f_24.pdf ( 43.56 килобайт ) Кол-во скачиваний: 12

 

[VDV]

Не вижу этой "цифры" на стр. 24.

там написано 1.7A. Везде используется ток ключа 3А, так что это 0.56 от Iswitch.

Ton - длительность импульса. Toff - длительность паузы. Ts - период импульсов коммутации. CCM --> Ton+Toff = Ts.
DCM --> Ton+Toff < Ts

Не понимаю... откуда они возьмутся?
Пример, LT8830, p.17, DCM mode:
Vin: 3-6В, Vout = 48В.
Как зная эти параметры + параметры транзисторного ключа различать CCM и DCM ?
Или все это будет зависеть от нагрузки? Ниже какого-то выходного тока это будет DCM, а выше какого-то CCM?

Частота не может быть сопоставима длительности, т.к. является обратной ей величиной.

500 нс - период рабочей частоты, при этом 100нс время включения, 65 нс - выключения.

И понял наконец-то в чем расхождение у формулы TI и LT.
Если считать, что ток ключа - удвоенный ток катушки (входной), то они одинаковы.
То есть это у меня ошибка была в их применении.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 17 2018, 23:03

[Priest_89]

Алгоритм - это формула. "Все" - это никакие.
Не видел в сети, чтобы кто-то моделировал контроллер от TI в программе от LT и наоборот.

Так вы помоделируйте и сравните, прежде чем так безапелляционно заявлять. Вообще то есть программы и не "от TI и от LT", а вполне сторонние. И контроллер хоть от TI, хоть от LT, хоть от Воронежского завода только открывает ключ с требуемым КЗ в зависимости от сигнала усилителя ошибки. А процессы происходящие в индуктивностях, конденсаторах, диодах от производителя контроллера не зависят, а подчиняются известным законам.

[Plain]

еще вопрос, как в SEPIC не попасть в DCM режим

Ток нагрузки должен быть больше половины размаха пульсаций тока дросселя.

[wim]

там написано 1.7A. Везде используется ток ключа 3А, так что это 0.56 от Iswitch.

В контроллерах с управлением по пиковому току наклон дополнительной "пилы" должен быть не менее половины обратного наклона тока дросселя. Отсюда ограничение на минимальную величину индуктивности (фактически на скорость изменения тока дросселя).

Или все это будет зависеть от нагрузки? Ниже какого-то выходного тока это будет DCM, а выше какого-то CCM?

Именно так.

[VDV]

Так вы помоделируйте и сравните, прежде чем так безапелляционно заявлять. Вообще то есть программы и не "от TI и от LT", а вполне сторонние. И контроллер хоть от TI, хоть от LT, хоть от Воронежского завода только открывает ключ с требуемым КЗ в зависимости от сигнала усилителя ошибки. А процессы происходящие в индуктивностях, конденсаторах, диодах от производителя контроллера не зависят, а подчиняются известным законам.

Не так. Всё зависит от параметров и формул модели. Что там написали, такой результат и получили.
Что касаемо моделирования: попробовал смоделировать в TINA-TI, получил останов расчета из-за несходимости, сидеть и разбираться пока времени нет.
Расчёт конвертора - лишь маленькая часть текущей задачи.

Ток нагрузки должен быть больше половины размаха пульсаций тока дросселя.

Ага, то есть получается, надо иметь минимальную нагрузку активную, так?

Пульсации правильно понимаю, что
Iripple = Vin * DC / F / L

И минимальное сопротивление нагрузки будет
Rmin = 2 * Vout / Iripple

Только вопрос - какое значение индуктивности?
для связанных так понимаю это L, для несвязанных равных это 2L, а для несвязанных разных это L1, подключенная к VIN?

Именно так.

Все-таки что-то не сходится.
Пробовал рассчитать эту схему. Получил, что DC выходит за допустимые рамки, связался с AD, мне ответили, что схема работает в DCM, поэтому формулы для CCM не применимы. Формул для DCM от них добиться не удалось.
Однако, получается, что можно всё-таки на этапе начальной оценки выбрать режим?
Ведь в данном случае показателем этого стал слишком большой DC при начальном расчете.

В контроллерах с управлением по пиковому току наклон дополнительной "пилы" должен быть не менее половины обратного наклона тока дросселя. Отсюда ограничение на минимальную величину индуктивности (фактически на скорость изменения тока дросселя).

то есть коэффициент 0.56 - это "нечто чуть больше 0.5"?
и в общем на практике это примерно 0.51 - 0.6 ?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 09:25

[wim]

Формул для DCM от них добиться не удалось.
Однако, получается, что можно всё-таки на этапе начальной оценки выбрать режим?
Ведь в данном случае показателем этого стал слишком большой DC при начальном расчете.

Режим выбрать можно, простых формул для расчета SEPIC в DCM как бы нет. Но можно его промоделировать.

[VDV]

Режим выбрать можно, простых формул для расчета SEPIC в DCM как бы нет. Но можно его промоделировать.

Не-не, мне надо для SEPIC туда не попасть.
А найти границу и рассчитать DCM надо для Boost.

[wim]

то есть коэффициент 0.56 - это "нечто чуть больше 0.5"?
и в общем на практике это примерно 0.51 - 0.6 ?

Не уверен, что здесь есть такая прямая аналогия. Там еще сопротивление датчика тока входит в формулу. Да и зачем нам это знать, если есть готовая формула? Берем индуктивность с запасом и все как бы должно работать.
Диапазон mc = (0,5 - 1,0)*m2. Если увеличивать (больше единицы) - он из currnet mode постепенно переходит в voltage mode. Вот здесь график fig. 13 показывает как это происходит:
http://www.ti.com/lit/an/slua101/slua101.pdf

[VDV]

Да и зачем нам это знать, если есть готовая формула?

А как быть с другими контроллерами?

Еще вопрос появился.
LT даёт такую формулу для выходного тока, см. LT8582, p14, Step 5:
Iout = (Iswitch - Iripple/2) * (1 - DC), домножим тут еще на Effective, т.е. на 0.9 к примеру

TI, Application Report SLVA337, (3)
Iout = Iswitch / (1 + Vout/Vin * (1 + K) / effective),

Если посчитать по этим формулам, то значения получаются похожими, но всё же первая даёт чуть бОльшее значение.
При это вроде бы все выглядит так, что вторая - оценочная и должна дать большее значение,
а первая на основе рассчитанной индуктивности и вроде как должна бы дать поменьше.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 09:19

[Plain]

для связанных так понимаю это L, для несвязанных равных это 2L, а для несвязанных разных это L1, подключенная к VIN?

Сперва считается входной ток, затем он либо весь принадлежит единственному дросселю, либо делится в пропорции между двумя дросселями, т.е. обратно пропорционально их индуктивностям.

[Егоров]

меня больше практическое применение интересует, цифра в знаменателе 0.56 откуда взялась и насколько она критична?

Документ от TI пока не осилил.

Хм... так что же вас все-таки интересует: разработать практическую схему или разобраться в формулах?
Обязательно трудоустроить первый попавшийся контроллер или сделать нечто простое и надежное, недорого решающее для вас проблему с питанием аппаратуры ?

[VDV]

Сперва считается входной ток, затем он либо весь принадлежит единственному дросселю, либо делится в пропорции между двумя дросселями, т.е. обратно пропорционально их индуктивностям.

Чудесно, т.к. это SEPIC, то дросселя 2, в каком случае он принадлежит одному дросселю?

Хм... так что же вас все-таки интересует: разработать практическую схему или разобраться в формулах?
Обязательно трудоустроить первый попавшийся контроллер или сделать нечто простое и надежное, недорого решающее для вас проблему с питанием аппаратуры ?

а как можно не разобравшись "сделать нечто простое и надежное"?
и как собственно понять это "первый попавшийся" или наилучший?
Если можете: напиши как выбрать/посчитать, сохраните всем, кто это прочитает, кучу времени.
У меня и проблемы возникли после того, как просто перед тем, как рассчитать свой конвертер по формулам в доке, решил проверить расчет на схемах из той же доки.
Ни одна не сошлась! В разы! От техподдержек уже 3ю неделю пытаюсь что-то добиться.
Очень удачно видимо микрухи выбрал, потому что до этого с другими проверочные расчеты срабатывали перед финальным.
Вот и пришлось теперь сидеть и разбираться.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 10:53

[Plain]

SEPIC, то дросселя 2, в каком случае он принадлежит одному дросселю?

Извините, думал про другое и сказал не то.

Средний ток первого дросселя равен входному току схемы, средний ток второго дросселя равен выходному току схемы, в случае двухобмоточного дросселя его суммарный ток соответственно равен этой сумме, а насчёт разных номиналов индуктивностей, то это влияет только на размах пульсаций тока в каждой из них.

[VDV]

а насчёт разных номиналов индуктивностей, то это влияет только на размах пульсаций тока в каждой из них.

Вернемся к расчету минимальной нагрузки.
Размах каких пульсаций брать для расчета минимальной нагрузки?
По каким формулам считать?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 12:28

[MikeSchir]

Обращусь сразу ко всем участникам. Помоделируйте в симуляторе, обязательно, и с не связанными индуктивностями и со связанными. Ведь никто из вас ещё не выложил результатов моделирования. Я недавно проделал это и результат моделирования со связанными катушками меня не порадовал (может быть я в чём-то ошибся?), но в режиме CCM входной ток перестал быть непрерывным, и пропала часть прелестей сепика. Стало ясно, что без дополнительных индуктивностей последовательно, хотя бы , с одной из связанных обмоток (как учат нас Севернс и Блюм ) не обойтись, т.к. реальной индуктивности рассеяния, явно, не хватит. Так что - помоделируйте, может быть найдётся ошибка. К сожалению я тоже не выложу сейчас результатов, времени хватило только заглянуть на Форум, позднее постараюсь.

[Егоров]

Вернемся к расчету минимальной нагрузки.
Размах каких пульсаций брать для расчета минимальной нагрузки?
По каким формулам считать?

А зачем это считать? Сами собою какие-то пульсации на холостом ходу установятся... Источник и моточные компоненты рассчитывается на максимум нагрузки.

[VDV]

А зачем это считать? Сами собою какие-то пульсации на холостом ходу установятся... Источник и моточные компоненты рассчитывается на максимум нагрузки.

Видимо, у вас никогда дорогие микросхемы на плате не горели, раз такие вопросы задаете.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 14:51

[Егоров]

Видимо, у вас никогда дорогие микросхемы на плате не горели, раз такие вопросы задаете.

Я не вопрос задал. Я вам объяснил суть проблемы.
Микросхем горелых за спиной, наверное, пару ведер накопил. Но не из-за режима холостого хода.
Дорогие микросхемы , как правило, намного превосходят остальные по цене. Источник же от этого получается заметно дороже но не намного лучше .
Похоже, вы как-то слишком усложняете разработку массой второстепенных и вовсе несущественных деталей.

[VDV]

Похоже, вы как-то слишком усложняете разработку массой второстепенных и вовсе несущественных деталей.

работать должно надежно, а не потому что вдруг заработало

еще один вопрос, расчет разделительного конденсатора. Везде используется формула:
Cdc = Iout.max * DCmax / (dV * Vout * F)

Однако, встретил в документации LM3478 p.26, (53):
Cdc >= L1 * I^2 / (Vin - Vq)^2

В некоторых режимах вторая даёт в несколько раз меньшее значение.
При этом не понимаю, почему не используется расчёт который просто задаёт желаемое реактивное сопротивление емкости на частоте работы конвертора?

Встретилась дока по расчёту SEPIC в DCM режиме, может, кому понадобится
http://www.bookyourproject.com/eee/15PE13.pdf

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 17:38

[wim]

почему не используется расчёт который просто задаёт желаемое реактивное сопротивление емкости на частоте работы конвертора?

Разделительный конденсатор выбирается, прежде всего, исходя из рабочего напряжения и допустимого тока пульсаций.

Встретилась дока по расчёту SEPIC в DCM режиме

Это не наш SEPIC, это какой-то "модифицированный".

[Plain]

с не связанными индуктивностями и со связанными ... помоделируйте, может быть найдётся ошибка

Мы моделировали, но вообще-то, достаточно просто рассмотреть обе схемы.

На двухобмоточном дросселе — классический инвертирующий преобразователь, изолированная версия которого называется обратноходовым, с беспотерьной рекуперацией энергии индуктивности рассеяния посредством шунтирующего конденсатора.

На двух дросселях — тоже инвертирующий преобразователь, но сперва подключённый со стороны источника повышающим (вольтодобавляющим), т.е. суммирующим результат со входным напряжением, а затем вычитающим его же из полученной суммы посредством плавающего конденсатора и второго дросселя.

Размах каких пульсаций брать для расчета минимальной нагрузки?

Брать сумму желаемых размахов пульсаций и считать инвертирующий преобразователь:

R <= 2· Uout · (Uin + Uout) / (Uin · ΔI)

[VDV]

Брать сумму желаемых размахов пульсаций и считать инвертирующий преобразователь:
R <= 2· Uout · (Uin + Uout) / (Uin · ΔI)

Проверяем: Vin.max=14V, Vout=12V, Vdiode = 0.5, TPS61175, dI 6-33%, 1Mhz, Vsw=0.5
Iripple.max = 0.453A
R<= 2 * 12.5V * (13.5V + 12.5V) / (13.5V * 0.453A)
R <= 106.38.
Ir => 12V / 106.38 = 0.113A
Максимальный расчетный выходной ток 1.29А
Получается, что минимальная нагрузка должна быть ок 10% максимальной.
Примерно такой минимум и закладывается обычно сразу, сходится.
Но вообще верные цифры получились?

и что-то сходу не понял, как эта формула получилась. Для Boost, который с одним дросселем, она как выглядеть будет? Также, верно?

Разделительный конденсатор выбирается, прежде всего, исходя из рабочего напряжения и допустимого тока пульсаций.

Так ведь ток пульсаций и будет зависеть от его сопротивления.
Он включен последовательно с нагрузкой как бы.
То есть если его максимальное сопротивление выбирать как 1/10 минимального сопротивления нагрузки, то вроде как верный расчёт должен получиться.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 20:27

[Егоров]

Мы моделировали, но вообще-то, достаточно просто рассмотреть обе схемы.

Думаю, не так там все просто чтобы одной фразой пояснить.
Существует четыре топологии импульсных преобразователей. Одна из них - SEPIC. SEPIC это SEPIC. В инвертирующем варианте - схема Чука. Они не сводятся к какой-то другой, как пушпул к прямоходовику, например.
Однако, действительно, ничего магического в этой топологии нет. Просто стоит промоделировать и пощупать на железе. Набор разных вариантов формул для этой топологии , к сожалению, не очень полезен для практики.
------
Некоторые сложности могут быть с повышающим вариантом из-за необходимости компенсации наклона пилообразного напряжения в цепи ОС. Как ни считай эту цепочку, на практике бывают участки нестабильной работы. Тут кардинально решает проблему переход с ШИМ на ЧИМ. Либо можно вторую обмотку при связанных дросселях намотать автотрансформатором, так, чтобы заполнение было менее 50%.
Схема со связанными обмотками дросселя привлекательнее, Большая часть энергии передается через магнитный поток. При раздельных дросселях разделительный конденсатор должен иметь соответствующую реактивную мощность.

Получается, что минимальная нагрузка должна быть ок 10% максимальной.
.

Да ничего там не получается. Это вообще бессмысленный расчет режима холостого хода. Самой проблемы в явном виде для этого преобразователя не существует. Индикаторный светодиод на выходе уже неплохо все нагружает.

[VDV]

Да ничего там не получается. Это вообще бессмысленный расчет режима холостого хода. Самой проблемы в явном виде для этого преобразователя не существует. Индикаторный светодиод на выходе уже неплохо все нагружает.

Не знаю какой у вас опыт, а мы пожгли несколько микрух, пока нагрузку минимальную не добавили обычным резистором.
Светодиод это 5 мА всего.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 19:26

[Егоров]

Не знаю какой у вас опыт, а мы пожгли несколько микрух, пока нагрузку минимальную не добавили обычным резистором.
Светодиод это 5 мА всего.

Так надо же было не на микрухах, а на микросхемах паять
Пожгли вы все из-за 1МГц. Я с этими игрушками рекордных частот быстро наигрался. Там щуп осциллографа иногда все выжигает.
Какой опыт... близко к вашему случаю ... ну несколько тысяч 12 ватных SEPIC 48/12 вольт, работающих у потребителей лет 7. Мало?
Светодиод там добавляет 3 мА, если его отпаять, то все равно работает
Вообще-то непонятно почему такие трудности с холостым ходом у вас. Вы хотя бы приблизительно успели заметить что там происходит? Что начинает бесконтрольно изменяться?

[VDV]

Светодиод там добавляет 3 мА, если его отпаять, то все равно работает
Вообще-то непонятно почему такие трудности с холостым ходом у вас. Вы хотя бы приблизительно успели заметить что там происходит? Что начинает бесконтрольно изменяться?

у нас тоже все работало, но иногда вдруг вылетали микросхемы.
насколько понял, причины были 2.
1) преобразователь включался слишком рано и выключался слишком поздно, было увеличено напряжение, при котором его было разрешено стартовать.
2) в переходных процессах при старте, выключении и смене режима работы микросхем видимо были выбросы напряжения вверх.
Полагаю, это и был DCM.

Касаемо Boost: эти же контроллеры работают и в boost режиме, а мне как раз один такой интересен.
Т.е. интересен и SEPIC и BOOST.
SEPIC в CCM.
BOOST наоборот нужен в DCM.

С SEPIC осталась непонятка с максимальным выходным током и расчётом разделительного конденсатора.
С BOOST - непонятно как посчитать DCM режим.
При этом исхожу из предположения, что этот режим выбирается для расчета, если DC выходит за допустимые рамки.
И еще: вижу, что для LT8330 в доке упоминается DCM режим, в доке LT8582 - нет.
Означает ли это, что LT8582 нельзя использовать в этом режиме?

[Plain]

верные цифры получились?

Да, но мне бы они не пригодились, как и большинству народа, потому что всё, когда-либо создаваемое людьми, рассчитывается по худшему случаю, что для преобразователей означает максимальный входной ток, а поскольку стандартные дроссели подразумеваются под 100 кГц непрерывного тока и 30% пульсаций, именно это подставляется в формулу и пересчитывается под конкретный случай, на чём разработка фактически и заканчивается.

А компоненты, помимо брака, всегда мрут исключительно от неправильного расчёта, и для начала, от непрочтения всех бумажек.

Конкретные грабли здесь — минимальный коэффициент заполнения, на который способен контроллер, и, соответственно, минимальная нагрузка схемы всё в том же худшем для данных условий случае, т.е. при максимальном входном напряжении схемы и паспортно минимально допускаемой индуктивности дросселя, а затем второй предел — при КЗ на выходе.

[VDV]

Вы неправильно поняли. Умирали не микросхемы DC/DC контроллеров, а микросхемы, которые от них питались.

[wim]

С BOOST - непонятно как посчитать DCM режим.

Если Вам непонятен приведенный скрипт матлаб, значит Вашей базовой подготовки недостаточно (не по сепикам-бустам, а просто по теории электрических цепей). Симуляторам Вы не доверяете. Мы можем бесконечно обсуждать, какая формула более "правильная", но ситуация в целом выглядит безвыходной.

[Plain]

не понял, как эта формула получилась. Для Boost, который с одним дросселем, она как выглядеть будет? Также, верно?

Неверно, R <= 2· Uout^3 / ((Uout – Uin) · Uin · ΔI)

неправильно поняли. Умирали не микросхемы DC/DC контроллеров, а микросхемы, которые от них питались

Да без разницы, причина всё в том же неверном расчёте, в данном случае на переходные процессы.

[VDV]

Если Вам непонятен приведенный скрипт матлаб, значит Вашей базовой подготовки недостаточно (не по сепикам-бустам, а просто по теории электрических цепей). Симуляторам Вы не доверяете. Мы можем бесконечно обсуждать, какая формула более "правильная", но ситуация в целом выглядит безвыходной.

Все начинают с 0, когда чего-то не понимают.
Проще написать формулы и объяснить откуда они взялись или порекомендовать то, где это описано и не только россыпями формул, часто с опечатками, а еще и с примером расчёта по этим же формулам.
А то как с TI: открываем доку с обучением по расчету схем, видим расчет, смотрим в доку по этой же микрухе, видим эту же схему, но с отличающимися в разы номиналами.
Как в таком случае чему-то можно научиться и что-то понять?

Прежде чем начинать работать с симулятором, надо понимать, что смотреть и где, и как это соотносится с формулами и полученными цифирками.

Да без разницы, причина всё в том же неверном расчёте, в данном случае на переходные процессы.

Тогда объясните, пожалуйста, что считать и как.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 21:24

[Plain]

Получается, что минимальная нагрузка должна быть ок 10% максимальной

С чего вдруг? Последние две страницы воды начались с того, что Вы зачем-то захотели остаться в непрерывном режиме, и данная формула сугубо выдаёт лишь условие для этого и не более, а минимальная нагрузка по-прежнему зависит исключительно от минимального коэффициента заполнения, на который способен контроллер.

[VDV]

С чего вдруг? Последние две страницы воды начались с того, что Вы зачем-то захотели остаться в непрерывном режиме, и данная формула сугубо выдаёт лишь условие для этого и не более, а минимальная нагрузка по-прежнему зависит исключительно от минимального коэффициента заполнения, на который способен контроллер.

Теперь вы меня запутали.
да, хочу остаться в CCM. Вы вроде бы привели формулу, какая должна быть минимальная нагрузка для этого.
Что не так?

[Plain]

что считать и как

Любую соответствующую бумагу от LT, глава "Checking Transient Response".

[VDV]

Каков смысл вышеприведенных формул?
Это ведь минимальная нагрузка, чтобы остаться в CCM ?
Если их достаточно, в чем смысл отсыла?

[Plain]

вы меня запутали

Мы на форуме, и ответ был риторический, для остальных участников, пошатнувшихся на фразе "минимальная нагрузка должна быть 10%".

[VDV]

Неверно, R <= 2· Uout^3 / ((Uout – Uin) · Uin · ΔI)

У меня при расчете получилось для максимального тока нагрузки в 2.83А значение в 337Ома или 35.5мА. (1MHz, 10v->12v, Iripple ~400mA)
Это похоже на правду?

[wim]

Проще написать формулы и объяснить откуда они взялись или порекомендовать то, где это описано

Я уже все написал, объяснил и порекомендовал.

А то как с TI: открываем доку с обучением по расчету схем

Даташиты не предназначены для обучения. Они предполагают, что разработчик уже знает, как разрабатывать источник питания, и описывают особенности конкретных микросхем.
Если хотите изучить основы, качайте с сайта TI семинары Unitrode.

[Егоров]

у нас тоже все работало, но иногда вдруг вылетали микросхемы.
насколько понял, причины были 2.
1) преобразователь включался слишком рано и выключался слишком поздно, было увеличено напряжение, при котором его было разрешено стартовать.
2) в переходных процессах при старте, выключении и смене режима работы микросхем видимо были выбросы напряжения вверх.
Полагаю, это и был DCM.

И еще: вижу, что для LT8330 в доке упоминается DCM режим, в доке LT8582 - нет.
Означает ли это, что LT8582 нельзя использовать в этом режиме?

Для LT 8330 собачка может быть зарыта в строке " VC1, VC2 (Pin 5/Pin 8): Error Amplifier Output Pins. Tie external compensation network to these pins." Неохота вникать в это очередное барахло LTC. но параметры этой цепочки, похоже, берутся с потолка.
1. LTC знаменита массой разработок. В том числе, очень интересных. Но фирма эта работает на урну. Все в разы дороже и ограниченные количества. Не знаю чтобы хоть одна их разработка стала классикой, получила массовое распространение.
2. Вопрос о ССМ и DCM пора закрыть. Ни один контроллер не знает, да и не должен знать , в каком из режимов он сейчас работает. Это определяется параметрами внешних элементов - индуктивности, частоты и напряжения. Контроллер может отслеживать только заданное амплитудное значение тока через ключ. Но формой тока не интересуется.
3. Контроллер обычно становится в тупик, если коэффициент заполнения 50% и более . Он переходит в рваный режим беспорядочных по длительности коммутаций. Любители математического анализа сталкиваются при этом с чем-то вроде деления на ноль. Немногие контроллеры имеют внутренние цепи т.н. "слоп-компенсации", учета наклона пилы на датчике тока. Расчет этих компенсаций внешними цепочками достаточно туманен. Подбор методом тыка тоже недостаточно надежен. Без достаточного опыта лучше пока с этим режимом не связываться.
4. Вы, кажется, смешали два понятия - работа с заполнением более 50% (D>0.5)и работа в режиме непрерывных-разрывных токов. (CCM-DCM). Нет и не может быть никаких проблем в контроллере при смене режима CCM-DCM. Более того, эти режимы обязательно оба присутствуют, чередуются. Когда ССМ источник начинает работать с малой нагрузкой или на холостом ходу он обязательно перейдет в режим DCM. Это не должно создавать никаких проблем.
5. Предпочтительно использовать при полных нагрузках режим ССМ. Это меньшие токовые нагрузки на ключи и диоды, меньше габариты моточных. Режим гарантированого DCM используется обычно в высоковольтных источниках, где применение диодов Шоттки затруднено и скорость восстановления обратного сопротивления диодов порождает большие броски токов и напряжений по фронтам переключений.
6.Почему вы выбрали эти микросхемы LTC ?

Симуляторам Вы не доверяете. Мы можем бесконечно обсуждать, какая формула более "правильная", но ситуация в целом выглядит безвыходной.

Тоже верно. Стоит подумать.

[VDV]

6.Почему вы выбрали эти микросхемы LTC ?

Потому что один из контроллеров подошел по параметрам и прекрасно работает в одном из изделий, поэтому для новой разработки начал с контроллеров LT.
Сейчас уже смотрю в сторону TPS.

Не понимаю с расчетом максимального выходного тока SEPIC.

Формула от LT, LT8582, p.14, step 5
Iout = (Isw - Iripple/2) * (1 - DC) = (Isw - Iripple/2) * Vin / (Vin+Vout)
домножим тут еще на effective

Формула номер 1 от TI
TI, Application Report SLVA337, (3)
Iout = Iswitch / (1 + Vout/Vin * (1 + K) / effective)

Формула номер 2 от TI
TPS55340.pdf, p.23, (44)
Iout = (Iswitch - Iin*K) / (Vout / Vin/ effective + 1)

Какая формула верная?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 18 2018, 23:12

[Егоров]

Вы будете бесконечно кувыркаться в этих формулах, не приближаясь к реальности. Пока не посмотрите работу источника хотя бы в симуляторе. Формула - не заклинание, она просто описывает наблюдаемое. Если вы хорошо вникните в физику работы реального источника, прочувствуете его в железе, то сможете сами рисовать эти формулы, опираясь на увиденное и здравый смысл.
Iout = (Isw - Iripple/2) * (1 - DC) = (Isw - Iripple/2) * Vin / (Vin+Vout)
Iout = Iswitch / (1 + Vout/Vin * (1 + K) / effective)
Iout = (Iswitch - Iin*K) / (Vout / Vin/ effective + 1)
Все три верны, но знать бы когда какую выбрать. Вслепую это не получится.
Желание оставаться в ССМ и на холостом ходу - абсурдное. Это вы сразу увидите на модели.
---
А вот спалили микросхемы нагрузки...
Тогда все дело в отклике источника на сброс-наброс нагрузки. Нужно сначала это внимательно посмотреть, подключая резистивную нагрузку, а не дорогущие микросхемы.
Это вопрос коррекции АЧХ и усиления в петле обратной связи. Точность выходного напряжения должна задаваться разумной. Стремление увеличить усиление в петле обратной связи может привести к автоколебаниям. Плохой отклик будет также при малых выходных фильтрах. Они должны обеспечивать стабильное питание нагрузки хотя бы 15-20 тактов работы ключа. Не должен ШИМ дергаться по каждому миллиамперному скачку нагрузки.
Картинка отклика должна быть апериодической или 2-3 полуволны в крайнем случае.
Прекрасные формулы, диаграммы Боде по этому вопросу есть. Но хорошо с ответом они сходятся, к сожалению, когда ответ уже получен в железе. Они для проверки решения, а не сами решают.

[wim]

Анализ устойчивости преобразователя SEPIC более сложен по сравнению с базовыми топологиями. В преобразователях buck и boost одна катушка и один конденсатор дают две независимые переменные состояния, поэтому режим управления по току дросселя и выходному напряжению потенциально устойчив, т.к. контролирует обе независимые переменные состояния. В преобразователе SEPIC две катушки и два конденсатора дают четыре независимые переменные состояния, из которых более-менее корректно контролируется только напряжение на выходном конденсаторе. А вот с датчика тока снимается сумма токов двух дросселей, поэтому возможны ситуации, когда сигнал с датчика тока показывает стационарную картинку в каждом периоде, но каждый из токов флуктуирует, один - вверх, другой - вниз и наоборот. Это явление называется бифуркацией и простым расчетом по формуле не вылечивается.

[VDV]

вот еще прекрасная фраза из статьи http://www.kit-e.ru/articles/powersource/2006_9_126.php
"В разных источниках можно найти разные формулы для расчета индуктивностей преобразователя SEPIC. Так, например, в документе
[4] приводятся формулы, аналогичные (13) и (15), но коэффициент 2 в них находится в знаменателе, а не в числителе. Это, очевидно,
дает вчетверо меньшие номиналы индуктивностей. Тем не менее, компьютерное моделирование работы схемы показывает, что
индуктивности, рассчитанные по документу [4], достаточны для работы преобразователя в режиме непрерывных токов. В работе [5]
приводится третий вариант, результаты расчетов по которому ближе к результатам [4]. В настоящей статье полностью приводится
методика расчета из работы [3], так как из всех методик, найденных автором, она наиболее подробна и позволяет рассчитать наибольшее
число параметров."

Если честно, уже достало перевыводить формулы, гуглить как пофиксить нерабочие модели симуляторов и как вообще заставить их работать...

[wim]

вот еще прекрасная фраза из статьи http://www.kit-e.ru/articles/powersource/2006_9_126.php

Вы можете здесь тему найти, как мы автору статьи помогали ...

[Plain]

получилось ... 337Ома ... 10v->12v, Iripple ~400mA ... похоже на правду?

R <= 2· Uout^3 / ((Uout – Uin) · Uin · ΔI) = 2 · 12 В ^3 / ((12 В – 10 В) · 10 В · 0,4 А) = 432 Ом

LT8582, p.14, step 5 ... формула верная?

Да.

[VDV]

ага, спасибо! у меня учитывались еще падения напряжений на диодах и ключе.

не получается смоделировать...
вот попытка для TPS55340EVM-147

По выходному току: почему же формула от LT отличается от формулы (3) на стр. 3 SLVU742A от TI ?
откуда там знаменатель (vout / (vin.min * efficiency) + 1.) ?
и меня это коэффициент 2 связанных индуктивностей изрядно уже запутал.
Ведь ток ключа это сумма токов индуктивностей, значит, из Isw.limit надо вычитать суммарный Iripple?
Почему же формула такая же как для Boost конвертера, а не (Isw.limit - Iripple/2 * 2) ?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 19 2018, 12:53

Прикрепленные файлы

 TPS55340_sepic_coupledinductor_step.zip ( 60.03 килобайт ) Кол-во скачиваний: 7

 

[Plain]

формула от LT отличается от формулы (3) на стр. 3 SLVU742A от TI

Отличаются только степенью упрощения.

[VDV]

Отличаются только степенью упрощения.

Договаривайте уже, где она меньше?
И откуда знаменатель взялся?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 19 2018, 17:47

[MegaVolt]

1. LTC знаменита массой разработок. В том числе, очень интересных. Но фирма эта работает на урну. Все в разы дороже и ограниченные количества. Не знаю чтобы хоть одна их разработка стала классикой, получила массовое распространение.

[offtop]LTZ1000 не просто классика а лучшее что есть из источников опорного напряжения.[/offtop]

[Егоров]

[offtop]LTZ1000 не просто классика а лучшее что есть из источников опорного напряжения.[/offtop]

Контора шьет замысловатые пиджаки по 5-кратной цене и по штуки в год.
Мне резонно возражают, что пуговицы у конторы самые блестящие в мире. Ну так по пуговицам и возразить нечего. Хороши.
LTC1245 и UC3845. Сравните цены. Только не надо про "качество", оно несравненно .

[Plain]

Егоров, как только появилась возможность, 25 лет применяю LT, все приборы соответствующей категории плотно утыканы их компонентами, заменить до сих пор нечем, на деньги всем моим заказчикам всё это время было глубоко начхать. При этом делал и массовые изделия, там LT естественно никто в здравом уме никогда не ставил.

[VDV]

Формула - не заклинание, она просто описывает наблюдаемое. Если вы хорошо вникните в физику работы реального источника, прочувствуете его в железе, то сможете сами рисовать эти формулы, опираясь на увиденное и здравый смысл.

Согласен.
Давайте исходить из того, что
- жизнь конечна.
- есть люди, потратившие время на изучение физики коверторов и описавшие это формулами.
предполагается, что они должны позволять сделать "реверс", т.е. рассчитать источник по исходным параметрам.
- они рассказывают об это другим людям.
- другие люди опираясь на это двигаются дальше.

Неверно, R <= 2· Uout^3 / ((Uout – Uin) · Uin · ΔI)

Если не сложно, чтоб уж закрыть вопрос, для понижающего она как выглядит?

Для LT 8330 собачка может быть зарыта в строке " VC1, VC2 (Pin 5/Pin 8): Error Amplifier Output Pins. Tie external compensation network to these pins." Неохота вникать в это очередное барахло LTC. но параметры этой цепочки, похоже, берутся с потолка.

Проблема была с понижающим ST1S06, а не с LT

4. Вы, кажется, смешали два понятия - работа с заполнением более 50% (D>0.5)и работа в режиме непрерывных-разрывных токов. (CCM-DCM). Нет и не может быть никаких проблем в контроллере при смене режима CCM-DCM. Более того, эти режимы обязательно оба присутствуют, чередуются. Когда ССМ источник начинает работать с малой нагрузкой или на холостом ходу он обязательно перейдет в режим DCM. Это не должно создавать никаких проблем.

Исхожу из вычитанного где-то когда-то, что в DCM идет стремление поддержать выходную мощность, что выливается при изменении тока нагрузки в скачки напряжения.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 20 2018, 13:33

[Plain]

для понижающего она как выглядит?

R <= 2· Uout / ΔI

[VDV]

R <= 2· Uout / ΔI

Спасибо!
Прикидка показывает, что для конвертора из 5В в 3.3В 1А это ок. 0.14А или ок 24 Ом. Похоже на правду?

[Plain]

Данных нет, а моя телепатия сбоит. Ещё неплохо бы напомнить, что у стандартных дросселей допуск 20%.

[VDV]

Данных нет, а моя телепатия сбоит. Ещё неплохо бы напомнить, что у стандартных дросселей допуск 20%.

Исходил из dI ок 30%-40% от входного тока. При чём тут дроссель для такой прикидки?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 20 2018, 12:22

[Егоров]

Егоров, как только появилась возможность, 25 лет применяю LT, все приборы соответствующей категории плотно утыканы их компонентами, заменить до сих пор нечем, на деньги всем моим заказчикам всё это время было глубоко начхать. При этом делал и массовые изделия, там LT естественно никто в здравом уме никогда не ставил.

Это все понятно. Согласен.

[Plain]

При чём тут дроссель

Размах пульсаций обратно пропорционален индуктивности, а значит допуск вычисленной минимальной нагрузки тот же.

[VDV]

после добавления потерь удалось запустить симуляцию на идеальных компонентах в ideаlCircuit.
режим: 1МГц, DC=0.5, Vin=10В, компоненты подобраны для Kind=100%.
Формула от LT для максимального выходного тока подтверждается, формулы от TI дают какой-то бред.
Просмотрел доки от TI: они в одной из формул формулу DC неправильно развернули, и потом это потащили в другие формулы и доки.

Сообщение отредактировал VDV - Apr 21 2018, 17:49

Прикрепленные файлы

 sepic_idealCircuit.zip ( 2.1 килобайт ) Кол-во скачиваний: 10

 

[VDV]

Разделительный конденсатор выбирается, прежде всего, исходя из рабочего напряжения и допустимого тока пульсаций.

LM3478 p.26, (53):
Cdc >= L1 * I^2 / (Vin - Vq)^2

Понял так, что L1 - индуктивность для несвязанной индуктивности.
Рассчитанное минимиальное значение ставим в симулятор.
На не связанных индуктивностях модель работает как ожидается
На связанных всё выглядит странно.
Увеличиваем его номинал в 2 раза в схеме со связанным.
Всё начинает выглядеть более правильно, но всё равно токи сильно не такие и пульсации больше, чем в схеме на несвязанных.

Отсюда вопросы:
Как рассчитывать разделительный конденсатор?
Если исходя из пульсаций, то как их выбрать?
Часто встречал значение ок. 0.5В. Допустим, нужен конвертер 3.3 В в 0.5В, какое значение выбрать? Для 110В в 220В какие?
Может, где-то ошибка в схеме/подходе к моделированию?
Прилагаются модели для idealCircut, описание в readme

Сообщение отредактировал VDV - Apr 24 2018, 11:31

Прикрепленные файлы

 idealCircuit_5_10.zip ( 3.32 килобайт ) Кол-во скачиваний: 2

 

[Plain]

Как рассчитывать разделительный конденсатор? Если исходя из пульсаций, то как их выбрать?

LTC1871 почитайте.

[wim]

На связанных всё выглядит странно.

Потому что на связанных может получиться паразитный колебательный контур:
https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1278582
Об этом еще в прошлом веке писАли:
http://www.ti.com/lit/ml/slup103/slup103.pdf
Демпфировать надо однако. Ну прочтите же уже хоть что-нибудь по теме, кроме даташитов.

Как рассчитывать разделительный конденсатор?

Его не рассчитывают, а выбирают в ближайшем китайском ларьке исходя из рабочего напряжения, которое равно входному напряжению и рассчитанного/смоделированного/измеренного действующего значения пульсаций тока.

[VDV]

LTC1871 почитайте.

см. стр. 29 и 30.
формула среднего тока для разделительного и выходного конденсатора одна и та же.
Они в примере выбирают при этом 10мкФ для разделительного и 47мкФ для выходного.
Исходят, видимо, из соображения, что пульсации на выходе нужны меньшие.
Но тем не менее критерий до конца непонятен.

Потому что на связанных может получиться паразитный колебательный контур:
https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1278582
Об этом еще в прошлом веке писАли:
http://www.ti.com/lit/ml/slup103/slup103.pdf
Демпфировать надо однако. Ну прочтите же уже хоть что-нибудь по теме, кроме даташитов.

Его не рассчитывают, а выбирают в ближайшем китайском ларьке исходя из рабочего напряжения, которое равно входному напряжению и рассчитанного/смоделированного/измеренного действующего значения пульсаций тока.

Спасибо.
Аппноты одно краше другого, не знаешь что читать и чему верить.
Всё прочитать и отделить зёрна от плевел жизни не хватит.
Читаем, например, в указанной статье в eetimes:
A more prudent approach is to INCREASE the leakage inductance, which is easily done when specifying a custom magnetic component.
Interestingly, few vendors have recognized this fact and many have produced inductors with LOW-LEAKAGE inductance for SEPIC applications.

Не на глаз же выбирают и не по цвету?

Если исходить из того, что L2 отдаёт ток либо на выход, либо на землю через разделительный, то возможно, есть какое-то соотношение баланса?

Сообщение отредактировал VDV - Apr 24 2018, 13:32

[wim]

Не на глаз же выбирают и не по цвету?

Отчего ж нет - мне красненькие Hitano нравятся. Чем мой вариант выбора конденсатора не устраивает? Конкретно - чем? Или Вы непременно хотите формулу, в которую подставите напряжения, токи, частоту, а формула Вам посчитает емкость? Ну, извиняйте, такой формулы нет. Т.е. можно, конечно, написать формулу расчета емкости, исходя из допустимой величины пульсаций напряжения на конденсаторе, и мы тут же упремся в вопрос - как выбирать эту самую допустимую величину. Не создавайте себе лишних сущностей. В силовой электронике выбор компонентов это обычно набор компромиссов - этот параметр не меньше столько-то, а этот - не больше столько-то. А для проверки схемы есть симуляторы (только не экзотика, которой мало кто пользуется).

[VDV]

В силовой электронике выбор компонентов это обычно набор компромиссов - этот параметр не меньше столько-то, а этот - не больше столько-то. А для проверки схемы есть симуляторы (только не экзотика, которой мало кто пользуется).

Именно это и хочу, хочу знать не менее какой величины должна быть ёмкость.
В TINA-TI у меня ничего моделировать не получается, к примеру. То модель не компилируется, то даёт ошибку решения уравнений, то на выходе бред.
А схему надо как-то нарисовать и как-то сделать рабочей.

[wim]

Всё прочитать и отделить зёрна от плевел жизни не хватит.

Да ладно - базовый курс силовой электроники это два учебных семестра. На сайтах буржуинских университетов можно скачать бесплатно учебные материалы, примеры, модельки для симуляторов и пр.
Начните хотя бы с этого:
https://ocw.mit.edu/courses/electrical-engi...cs-spring-2007/
Повторяю еще раз - даташиты это не учебники, они пишутся для людей, которые уже знают как рассчитывать пульсации тока в дросселе.

[Plain]

Читаем, например, в указанной статье в eetimes

Дословно, мало кто (а точнее, всего один) знает толк в SEPIC, что ему нужен дроссель конкретно похуже, а подавляющее большинство продложает толкать под него качественные двухобмоточные дроссели.

[wim]

Именно это и хочу, хочу знать не менее какой величины должна быть ёмкость.

Не имею возражений. Я всего лишь предлагаю (в последний раз, больше предлагать не буду) сначала выбрать конденсатор по рабочему напряжению и пульсациям, затем смотреть, какие у него будут пульсации напряжения (если Вам эти пульсации зачем-то нужны). Внезапно оказывается, что такой конденсатор с хорошим запасом перекрывает "минимальные" значения емкости рассчитанные по магическим формулам.

В TINA-TI у меня ничего моделировать не получается

TINA-TI это покоцанная версия платного симулятора, такая "вещь в себе". Силовую часть можно без проблем моделировать в демо-версии ORCAD или в LTSpice. Необязательно сразу цеплять к модели ШИМ-контроллер.

[VDV]

сначала выбрать конденсатор по рабочему напряжению и пульсациям

Пульсации как выбрать?
Для преобразователя 5В в 0.5В сколько?
Для преобразователя 110В в 220В сколько?

Дословно, мало кто (а точнее, всего один) знает толк в SEPIC

Поделитесь, пожалуйста.