Квадратурная модуляция - теоретический вопрос, Про спектр сигнала Опции

[alexast]

Уважаемые коллеги!
Имеем сигнал с квадратурной модуляцией http://ru.wikipedia.org/wiki/%D0%
9A%D0%B2%D0%B0%D0%B4%D1%80%D0%B0%D1%82%D1%83%D1%80%D0%BD
%D0%B0%D1%8F_%D0%BC%D0%BE%D0%B4%D1%83%D0%BB%D1%8F%D1%86%D0%B8%D1%8F
Как соотносится спектр данного сигнала со спектром просто АМ сигнала.
Меня интересует следующее:
Сам по себе сигнал с квадратурной модуляцией несёт больше информации поскольку состоит из двух несущих сдвинутых на 90 градусов. При этом собственно (может быть я ошибаюсь) спектр не
отличается (по ширине) от обычного амплитудно модулированного сигнала.
По другому. Пусть модуляция осуществляется простым синусом. Модулируем соответственно косинусную и синусную ВЧ. Как этот спектр бьётся с просто АМ сигналом при модуляции
тем же самым синусом?
Заранее спасибо за ответ.
С уважением Алексей.

[petrov]

Например BPSK можно представить как амплитудную модуляцию, QPSK как сумму двух ортогональных BPSK, разумеется спектр будет одинаковый.

[V_G]

Ширина спектра не изменится, амплитудная часть спектра будет похожа на АМ, разница - в фазовой.

[alexast]

Ширина спектра не изменится, амплитудная часть спектра будет похожа на АМ, разница - в фазовой.

И следовательно за счёт фазы (всё-таки разница в спектрах с учётом фазы есть?) и получается увеличение информации для квадратурной модуляции.
Правильно я мыслю?
Алексей.

[petrov]

И следовательно за счёт фазы (всё-таки разница в спектрах с учётом фазы есть?) и получается увеличение информации для квадратурной модуляции.
Правильно я мыслю?
Алексей.

За счёт второй ортогональной компоненты, которая равна нулю(не используется в случае амплитудной модуляции).

[alexast]

За счёт второй ортогональной компоненты, которая равна нулю(не используется в случае амплитудной модуляции).

Значит можно полагать, что амплитудная модуляция крайне не эффективна по сравнению с квадратурной модуляцией. Не так ли?

[petrov]

Значит можно полагать, что амплитудная модуляция крайне не эффективна по сравнению с квадратурной модуляцией. Не так ли?

Лозунги - ничто, детали - всё!

[Dr.Alex]

Значит можно полагать, что амплитудная модуляция крайне не эффективна по сравнению с квадратурной модуляцией. Не так ли?

Сначала сформулируйте критерий эффективности. А то рассуждаете как домохозяйка.

[V_G]

Если перейти от аналоговой модуляции к цифровой (манипуляции), то эффективность (помехоустойчивость) наглядно видна по межсимвольным расстояниям в сигнальном созвездии. Да, квадратурная гораздо эффективней АМ.

[alexast]

Если перейти от аналоговой модуляции к цифровой (манипуляции), то эффективность (помехоустойчивость) наглядно видна по межсимвольным расстояниям в сигнальном созвездии. Да, квадратурная гораздо эффективней АМ.

"Сначала сформулируйте критерий эффективности. А то рассуждаете как домохозяйка.
Лозунги - ничто, детали - всё!"
Согласен. Правильное замечание и подход. Поддерживаю. По поводу эффективности, конечно же необходимо определиться с критерием.
К таковыми относится помехоустойчивость при одинаковом отношении сигнал шум.
Сравнивать будем относительно простой амплитудной модуляции.
Давайте детально разберёмся.
"эффективность (помехоустойчивость) наглядно видна по межсимвольным расстояниям в сигнальном созвездии" - согласен.
Переходим к следующему критерию:
Не знаю как его будет лучше сформулировать. Думаю терминологически Вы мне поможете.
Итак:
Простой АМ сигнал. Модулируем несущую обычным синусоидальным сигналом. Каково там количественно информации не берём. Будем брать относительные величины при сравнении
с квадратурной модуляцией.
Для квадратурной модуляции берём соответственно два сигнала для модуляции синусоидальный и косинусоидальный. Оба несут одинаковое количество информации (пусть будет количество бит). При этом получим,
что при квадратурной модуляции передаётся для данного случая ровно в два раза больше информации. Так?
При этом ширина спектра остаётся одинаковой как для Квад. модуляции так и для АМ не так ли?
Что у нас далее с помехоустойчивостью для двух случаев (отношение сигнал шум -одинаковое для обоих случаев).
Заранее спасибо с уважением Алексей.

[Aner]

Если перейти от аналоговой модуляции к цифровой (манипуляции), то эффективность (помехоустойчивость) наглядно видна по межсимвольным расстояниям в сигнальном созвездии. Да, квадратурная гораздо эффективней АМ.

Если отношение сигнал шум не учитываем. Те чем большее кол-во фаз используем (а сегодня аж до 4096 и более) то отношение сигнал шум должно быть большим, также и требование к стабильности фаз, малого джиттера осцилятора.

[_4afc_]

Значит можно полагать, что амплитудная модуляция крайне не эффективна по сравнению с квадратурной модуляцией. Не так ли?

Не "крайне не эффективна", а ровно в 2 раза менее эффективна.
Т.к. квадратурная модуляция есть ни что иное как два ортогональных канала с амплитудной модуляцией.

Это справедливо как к модуляции (аналог) так и к манипуляции (цифра).
Например для передачи КАМ16 используются 2 АМ канала в каждом из которых передаются 4 уровня амплитуды.

Существуют и более сложные виды манипуляций.
Например в CAP6 используется 6 ортогональных каналов, и если по каждому из них передавать всего 4 уровня амплитуды, то мы получим 12 бит/символ, что эквивалентно КАМ4096

Для квадратурной модуляции берём соответственно два сигнала для модуляции синусоидальный и косинусоидальный. Оба несут одинаковое количество информации (пусть будет количество бит).
При этом получим, что при квадратурной модуляции передаётся для данного случая ровно в два раза больше информации. Так?
Что у нас далее с помехоустойчивостью для двух случаев (отношение сигнал шум -одинаковое для обоих случаев).

В каждом из подканалов (sin cos) будет такая же помехоустойчивость как и в случае если вы передаёте только по одному из этих каналов.

Дальше вам надо обеспечить ортогональность этих каналов во всём тракте передатчика, а затем приёмника.
Если сдвиг фаз будет ровно 90 градусов - вы передадите два канала вместо одного.

Далее.
Если это два независимых канала, например в одном вы передаёте Левитана, а в другом Пугачёву - то вы передали двоих исполнителей вместо одного с тем же качеством.

Если вы раньше передавали стереозвук на двух разных несущих, а теперь на одной квадратурной - качество не изменится.

В случае квадратур для сохранения помехоустойчивости надо из квадратурного сигнала выделять устойчиво не только sin несущей, но и cos.

Ситуация сложнее если вы передаёте данные не в коде грея.
Тогда в случае КАМ16 по подканалу sin вы передаёте биты 3 и 2, а по подканалу cos биты 2 и 1.
И получается что ошибка в канале sin имеет больший вес при той же вероятности ошибки.
Эта проблема нивелируется применением кода грея и внесением других предыскажений.

[alexast]

Не "крайне не эффективна", а ровно в 2 раза менее эффективна.
Т.к. квадратурная модуляция есть ни что иное как два ортогональных канала с амплитудной модуляцией.

Это справедливо как к модуляции (аналог) так и к манипуляции (цифра).
Например для передачи КАМ16 используются 2 АМ канала в каждом из которых передаются 4 уровня амплитуды.

Существуют и более сложные виды манипуляций.
Например в CAP6 используется 6 ортогональных каналов, и если по каждому из них передавать всего 4 уровня амплитуды, то мы получим 12 бит/символ, что эквивалентно КАМ4096




В каждом из подканалов (sin cos) будет такая же помехоустойчивость как и в случае если вы передаёте только по одному из этих каналов.

Дальше вам надо обеспечить ортогональность этих каналов во всём тракте передатчика, а затем приёмника.
Если сдвиг фаз будет ровно 90 градусов - вы передадите два канала вместо одного.

Далее.
Если это два независимых канала, например в одном вы передаёте Левитана, а в другом Пугачёву - то вы передали двоих исполнителей вместо одного с тем же качеством.

Если вы раньше передавали стереозвук на двух разных несущих, а теперь на одной квадратурной - качество не изменится.

В случае квадратур для сохранения помехоустойчивости надо из квадратурного сигнала выделять устойчиво не только sin несущей, но и cos.

Ситуация сложнее если вы передаёте данные не в коде грея.
Тогда в случае КАМ16 по подканалу sin вы передаёте биты 3 и 2, а по подканалу cos биты 2 и 1.
И получается что ошибка в канале sin имеет больший вес при той же вероятности ошибки.
Эта проблема нивелируется применением кода грея и внесением других предыскажений.

Следовательно, коллеги, вопрос больше упирается в техническую реализацию. Это как для LTE где 1024 ортогональных сигналов можно разместить на диапазоне 10 МГц и на 1 МГц но упрётся
в техническую реализуемость с точки зрения разрешения техникой.
Но вот меня тогда несколько удивляет:
выходит для наших случаев квадратурной модуляции и амплитудной ширина спектра не изменяется. Получается, что по ширине спектра в общем нельзя судить об
(давайте скажем так) об информационной ёмкости. Как это бьётся с теоремой Котельникова, или я где-то ошибаюсь. Как я понимаю оценки информационной ёмкости
сигнала аналогового пересчитываются при помощи теоремы Котельникова. (Определение не привожу) хочется мне верить я её понимаю. Как тогда расчитать пропускную способность канала.
Если использовать АМ то получится одно, если использовать квад. мод. получим в два раза больше. При этом ширина канала не меняется.
Абстрагируемся от технической реализуемости.
Заранее спасибо
Алексей.

[petrov]

В каждом из подканалов (sin cos) будет такая же помехоустойчивость как и в случае если вы передаёте только по одному из этих каналов.

Не будет, чтобы было так потребуется выходную мощность увеличить в два раза.

[alexast]

Не будет, чтобы было так потребуется выходную мощность увеличить в два раза.

понятно. Энергетика. Ещё один фактор.
Давайте всё-таки обсудим то что я изложил и задал вопросы.
Алексей.

[тау]

понятно. Энергетика. Ещё один фактор.
Давайте всё-таки обсудим то что я изложил и задал вопросы.
Алексей.

квадратурная модуляция от простой амплитудной по "эффективности" в контексте топика - не отличаются .

Да, энергетика .... и теорема Шеннона . вводя квадратурную компоненту мы просто увеличиваем в 2 раза мощность сигнала (ограничение P не рассматриваем, пока).

Для одной и той-же полосы , занимаемой сигналом , пропускная способность увеличивается в 2 раза (для больших S/N) при введении квадратурной компоненты.

При этом собственно (может быть я ошибаюсь) спектр не
отличается (по ширине) от обычного амплитудно модулированного сигнала.

может отличаться , если модулирующие квадратурные компоненты сдвинуты на 90 градусов - получается однополосная модуляция SSB . Получается что полоса сужается , плотность мощности в полосе удваивается, общая мощность сигнала остается неизменной, но снижается общая мощность шума в полосе. А в итоге скорость передачи информации остается такой-же ( ну почти)

[alexast]

квадратурная модуляция от простой амплитудной по "эффективности" в контексте топика - не отличаются .

Да, энергетика .... и теорема Шеннона . вводя квадратурную компоненту мы просто увеличиваем в 2 раза мощность сигнала (ограничение P не рассматриваем, пока).

Для одной и той-же полосы , занимаемой сигналом , пропускная способность увеличивается в 2 раза (для больших S/N) при введении квадратурной компоненты.



может отличаться , если модулирующие квадратурные компоненты сдвинуты на 90 градусов - получается однополосная модуляция SSB . Получается что полоса сужается , плотность мощности в полосе удваивается, общая мощность сигнала остается неизменной, но снижается общая мощность шума в полосе. А в итоге скорость передачи информации остается такой-же ( ну почти)

Ну вот значит за счёт повышения мощности и добиваемся увеличения пропускной способности. Если это так то логика этого явления понятна.
Спасибо.
С уважением Алексей.

[petrov]

понятно. Энергетика. Ещё один фактор.
Давайте всё-таки обсудим то что я изложил и задал вопросы.
Алексей.

Конструктивно читайте у Бернарда Скляра в Цифровой Связи.

Интуитивно максимальную пропускную способность можно так объяснить:
Имеем ограниченную полосу, умножаем на 2, получаем по Котельникову частоту дискретизации для представления этой полосы, имеем ограничение на максимальную задержку декодирования, умножаем частоту дискретизации на максимальную задержку декодирования, получаем размерность пространства нашего гиперсимвола, сверху гиперсимвол ограничен большой гиперсферой максимальной мощности, снизу, в отсутствие сигнала, имеем маленькую гиперсферу за пределы которой выход вектора шума считаем маловероятным, теперь максимально плотно упаковываем максимально возможное количество маленьких гиперсфер в пределах гиперсферы максимальной мощности, координаты центров маленьких гиперсфер - алфавит нашего гиперсимвола, log2 от количества гиперсфер - максимальное количество бит которое можно передать в данных ограничениях. Чем больше максимальная задержка(размер блока) тем плотнее можно упаковать шары, при бесконечном размере блока получаем предел Шеннона. Амплитудная отличается от квадратурной вдвое меньшей размерностью пространства от максимально возможного.

[alexast]

Конструктивно читайте у Бернарда Скляра в Цифровой Связи.

Интуитивно максимальную пропускную способность можно так объяснить:
Имеем ограниченную полосу, умножаем на 2, получаем по Котельникову частоту дискретизации для представления этой полосы, имеем ограничение на максимальную задержку
декодирования, умножаем частоту дискретизации на максимальную задержку декодирования, получаем размерность пространства нашего гиперсимвола, сверху
гиперсимвол ограничен большой гиперсферой максимальной мощности, снизу, в отсутствие сигнала, имеем маленькую гиперсферу за пределы которой выход вектора шума
считаем маловероятным, теперь максимально плотно упаковываем максимально возможное количество маленьких гиперсфер в пределах гиперсферы максимальной мощности,
координаты центров маленьких гиперсфер - алфавит нашего гиперсимвола, log2 от количества гиперсфер - максимальное количество бит которое можно передать в данных
ограничениях. Чем больше максимальная задержка(размер блока) тем плотнее можно упаковать шары, при бесконечном размере блока получаем предел Шеннона.
Амплитудная отличается от квадратурной вдвое меньшей размерностью пространства от максимально возможного.

Это надо обдумать. Вы эту аналогию где почерпнули или Вы автор? Есть ли где более полное изложение данной аналогии?
По максимальной задержке - значит ли это в данном случае если задержка будет больше по времени чем передаваемый блок просто не сумеем обработать. Так я это понимаю для данного
изложения? А потом я пойду дальше. Как понимается размерность гиперсимвола?
С уважением Алексей.

[petrov]

Это надо обдумать. Вы эту аналогию где почерпнули или Вы автор? Есть ли где более полное изложение данной аналогии?
По максимальной задержке - значит ли это в данном случае если задержка будет больше по времени чем передаваемый блок просто не сумеем обработать. Так я это понимаю для данного
изложения? А потом я пойду дальше. Как понимается размерность гиперсимвола?
С уважением Алексей.

Упаковка шаров

Н. ДЖ. А. СЛОЭН

http://www.ega-math.narod.ru/Nquant/Spheres.htm

Это всё не очень конструктивно в плане практического применения, но понятнее становится смысл происходящего.

[alexast]

Упаковка шаров

Н. ДЖ. А. СЛОЭН

http://www.ega-math.narod.ru/Nquant/Spheres.htm

Это всё не очень конструктивно в плане практического применения, но понятнее становится смысл происходящего.

Спасибо изучу.

[АНТОН КОЗЛОВ]

Если открыть учебник математики, то становится ясно, что синус и косинус являются функциями ортогональными, т.е., независимыми друг от друга. По другому - квадратурными.
При совке такая модуляция использовалась для стереовещания на УКВ. Плоховато работала.

[alexast]

Если открыть учебник математики, то становится ясно, что синус и косинус являются функциями ортогональными, т.е., независимыми друг от друга. По другому - квадратурными.
При совке такая модуляция использовалась для стереовещания на УКВ. Плоховато работала.

Антон, это понятно. Вы несколько отходите от темы. Я ставил вопрос несколько иначе. Вопрос стоит таким образом, что спектральная характерисктика не
может служуть критерием оценки пропускной способности. Логика следующая:
АМ сигнал и сигнал квадратурной модуляции имеют одинаковый спектр, за исключением фазового спектра. Однако при квадратурной модуляции
мы можем передать значительно больше информации (в 2 раза больше). По мощности выяснили эти сигналы отличаются. Поэтому появляется ещё один
параметр - мощность, который необходимо учитывать при оценке пропускной способности.
Всё это мы рассматриваем на примере АМ и кв. модуляции. Другие виды модуляции пока не затрагивали.
Про упаковку шаров пока разбираюсь.
Так что, Антон, если Вам есть что сказать по содержательной части я лично
с огромным интересом и уважением Вас послушаю. Если будет дискуссия, то буду дискутировать. Хотя и имею стойкое убеждение, что в
спорах истина не рождается.
С уважением Алексей.

[V_G]

При совке такая модуляция использовалась для стереовещания на УКВ. Плоховато работала.

Квадратурная модуляция и полярная модуляция - разные вещи. Советский стандарт стереовещания использовал полярную модуляцию с частичным подавлением поднесущей. Что такое плоховато работала, непонятно.
Топикстартера прошу извинить за отход от темы, просто начинающих стоит предупредить о неверной информации.

[_4afc_]

Не будет, чтобы было так потребуется выходную мощность увеличить в два раза.

вводя квадратурную компоненту мы просто увеличиваем в 2 раза мощность сигнала

Я вот тут о чём задумался. Какой-то парадокс при одновременной передаче и приёме нескольких каналов (не только при КАМ).

На стороне передатчика: чтобы сохранить отношение С/Ш вы предлагаете складывать мощности двух каналов не меняя их и итоговая излучаемая мощность становится в 2 раза больше.

На стороне приёмника: меня интересует значение амплитуды напряжения сигнала на неком сопротивлении детектора и амплитудное соотношение уровня напряжения помехи к сигналу.

А мы знаем что между мощностью и напряжением квадратичная зависимость.

Не могли бы господа petrov и тау пояснить на пальцах, без отсылки к литературе, что надо умножить на 2 и почему?

[petrov]

Я вот тут о чём задумался. Какой-то парадокс при одновременной передаче и приёме нескольких каналов (не только при КАМ).

На стороне передатчика: чтобы сохранить отношение С/Ш вы предлагаете складывать мощности двух каналов не меняя их и итоговая излучаемая мощность становится в 2 раза больше.

На стороне приёмника: меня интересует значение амплитуды напряжения сигнала на неком сопротивлении детектора и амплитудное соотношение уровня напряжения помехи к сигналу.

А мы знаем что между мощностью и напряжением квадратичная зависимость.

Не могли бы господа petrov и тау пояснить на пальцах, без отсылки к литературе, что надо умножить на 2 и почему?

Левитан и пугачёва ортогональны, значит на приёме можем разделить, пусть они вообще с разных радиостанций передаются, но при сохранении ортогональности в точке приёма, мы же не можем мощность в два раза уменьшить просто так без ухудшения качества, она такой же остаётся у каждой радиостанции, и в сумме они в два раза больше пространство греют.

Помехоустойчивость одинаковая у BPSK и QPSK, но при равных скоростях передачи данных и выходной мощности QPSK будет занимать в два раза меньшую полосу при той же помехоустойчивости.

[тау]

что надо умножить на 2 и почему?

мощность.

мощность некоего синусоидального колебания пусть =Р , мощность косинусоидального той же частоты =Р.

Вспоминаем тригонометрию попутно.
Сложим синус с косинусом по амплитуде ---> получим колебание той же частоты с амплитудой в корень из 2 раз больше. При этом мощность возрастает вдвое =2Р.
Стоит убрать P1 либо P2, амплитуда сигнала уменьшится в 1.4142 раза , а мощность уполовинится. вроде на пальцах это должно быть понятно.

Сообщение отредактировал тау - May 27 2014, 09:12

[GetSmart]

Помехоустойчивость одинаковая у BPSK и QPSK, но при равных скоростях передачи данных и выходной мощности QPSK будет занимать в два раза меньшую полосу при той же помехоустойчивости.

Добавьте сюда ещё учёт межсимвольных расстояний чтобы 8PSK не оказалась круче этих двух. И любопытен будет сам график межсимвольных расстояний на двумерном (квадратурном) созвездии.

Возможно, более практичную информацию содержит указание ширины входного фильтра приёмника, вместо абстрактной "полосы сигнала", т.к. она во-первых, всегда должна быть шире. Во-вторых, у более чем двухсимвольных кодировок предельно узкий фильтр режет несимметрично помехоустойчивость разных символов.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 27 2014, 15:31

[Serg76]

Разве у QPSK не меньше межсимвольные расстояния? Т.о. при одинаковой скорости передачи и в два раза меньшей полосе будет таки меньшая помехоустойчивость из-за меньших расстояний. Иначе, если экстраполировать, то 8PSK будет круче этих обоих.

символьная ошибка, естественно, разная, но битовая одинаковая

[GetSmart]

символьная ошибка, естественно, разная, но битовая одинаковая

Если ошибиться в одном символе QPSK, то могут исказиться сразу два бита. Т.о. повышается (появляется) вероятность удвоенной ошибки.

Конкретно в том примере от petrov разве не равная символьная помехоустойчивость подразумевается? Если межсимвольные расстояния меньше, то помехоустойчивость тоже меньше.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 27 2014, 15:28

[Serg76]

Если ошибиться в одном символе QPSK, то могут исказиться сразу два бита. Т.о. повышается (появляется) вероятность удвоенной ошибки.

Конкретно в том примере от petrov разве не равная символьная помехоустойчивость подразумевается? Если межсимвольные расстояния меньше, то помехоустойчивость тоже меньше.

Вся уникальность QPSK и состоит в том, что при квадратурной реализации схемы приемника мы имеем два ортогональных канала, каждый из которых может быть промодулирован через BPSK, в таком случае весь поток битов можно разделить на четные и нечетные. Каждый из этих ортогональных каналов BPSK имеет такое же соотношение Eb/No как и составной канал QPSK, а следовательно, имеют такую же битовую ошибку или же другими словами помехоустойчивость.

[GetSmart]

Вся уникальность QPSK и состоит в том, что при квадратурной реализации схемы приемника мы имеем два ортогональных канала,

Вы наверное имеете ввиду антенну. В обычном одномерном сигнале от простейшей антенны квадратуры псевдоортогональны. В квадратурной антенне фактически две антенны и ловит она ЭМВ с круговой поляризацией.

Если рассматривать пример от petrov с одномерным сигналом от антенны, то QPSK (при одинаковой битовой скорости) будет в два раза реже переключать фазу, занимая меньшую полосу, как и говорилось, и даже часто на в два раза меньший фазовый сдвиг, чем BPSK. Но ему нужен более высокий SNR чтобы уменьшить вероятность двойных ошибок.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 27 2014, 16:29

[Serg76]

Вы наверное имеете ввиду антенну. В обычном одномерном сигнале от простейшей антенны квадратуры псевдоортогональны.

да нет, причем здесь антенна, поляризационное разделение мы пока не трогаем. именно приемник (демодулятор)

[GetSmart]

да нет, причем здесь антенна, поляризационное разделение мы пока не трогаем. именно приемник (демодулятор)

На эту тему было уже что-то похожее. Идея фикс - ужать два измерения в одномерный сигнал, а потом "распаковать обратно" и убедить всех в идентичности. В реальном мире это происходит с потерями в 1.41 раза. Иногда их плохо видно, но они есть.

Кроме того, возможно в модели QPSK неправильно шумы добавляются/считаются. Или влияние (частично скорелированного) сигнала в соседнем канале, т.к. ширина канала заявлена. Он, кстати, должен квадратуры сбивать сильнее шума. Или неравноценно происходит сравнение двух модуляций. Т.к. (при равной битовой) в BPSK сравнивается скорость декодинга в 2 раза большая, чем в QPSK. Однако, для равноценности сравнения (и по задержке), декодер BPSK должен быть заточен на паралельный декод двух подряд идущих символов, то есть ищутся кореляции с четырьмя комбинациями пары бит и помехоустойчивость выше в 1.41 общепринятой. При этом вероятность размножения ошибки (двойной) отсутствует, как в QPSK. Вообще, когда в вычислителе есть много ресурсов, то помехоустойчивей паралельно искать групповые кореляции сразу у пакета символов, например со всеми комбинациями 2-3-4 и более символов BPSK и принимать результат максимальной мощности одной из комбинаций. Кроме прочего, имея вероятностную оценку каждого бита по нескольким самым мощным результатам. И само собой с немного увеличенной задержкой результата. Если при таких "махинациях" меняется результат помехоустойчивости какого-то вида модуляции, то это нужно всегда учитывать в сравнениях.

Если ещё захотеть пооптимизировать быстродействие, то поиск 4 подряд идущих символов BPSK можно сузить с 16 до 4 комбинаций, если два стартовых бита брать из предыдущего результата, и сдвигать последовательность на 2, а не на 4 бита/символа. Это оптимизация в пределе. А в реале стартовые биты лучше использовать из нескольких самых мощных вариантов предыдущего результата, отбрасывая только самые маловероятные. При этом помехоустойчивость будет считаться почти как у 4-символьной группы - теоретически в 2 раза выше односимвольной.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 27 2014, 23:17

[petrov]

На эту тему было уже что-то похожее. Идея фикс - ужать два измерения в одномерный сигнал, а потом "распаковать обратно" и убедить всех в идентичности. В реальном мире это происходит с потерями в 1.41 раза. Иногда их плохо видно, но они есть.

Кроме того, возможно в модели QPSK неправильно шумы добавляются/считаются. Или влияние (частично скорелированного) сигнала в соседнем канале, т.к. ширина канала заявлена. Он, кстати, должен квадратуры сбивать сильнее шума. Или неравноценно происходит сравнение двух модуляций. Т.к. (при равной битовой) в BPSK сравнивается скорость декодинга в 2 раза большая, чем в QPSK. Однако, для равноценности сравнения (и по задержке), декодер BPSK должен быть заточен на паралельный декод двух подряд идущих символов, то есть ищутся кореляции с четырьмя комбинациями пары бит и помехоустойчивость выше в 1.41 общепринятой. При этом вероятность размножения ошибки (двойной) отсутствует, как в QPSK. Вообще, когда в вычислителе есть много ресурсов, то помехоустойчивей паралельно искать групповые кореляции сразу у пакета символов, например со всеми комбинациями 2-3-4 и более символов BPSK и принимать результат максимальной мощности одной из комбинаций. Кроме прочего, имея вероятностную оценку каждого бита по нескольким самым мощным результатам. И само собой с немного увеличенной задержкой результата. Если при таких "махинациях" меняется результат помехоустойчивости какого-то вида модуляции, то это нужно всегда учитывать в сравнениях.

Если ещё захотеть пооптимизировать быстродействие, то поиск 4 подряд идущих символов BPSK можно сузить с 16 до 4 комбинаций, если два стартовых бита брать из предыдущего результата, и сдвигать последовательность на 2, а не на 4 бита/символа. Это оптимизация в пределе. А в реале стартовые биты лучше использовать из нескольких самых мощных вариантов предыдущего результата, отбрасывая только самые маловероятные. При этом помехоустойчивость будет считаться почти как у 4-символьной группы - теоретически в 2 раза выше односимвольной.

Слышал звон, да не знает, где он.

[GetSmart]

Здесь только результаты сравнения обсуждали, но каким способом - действительно не видел.

Про необходимость равного периода блока символов (в т.ч. одного символа) в котором нейтрализуется шум при сравнениях разных модуляций - не нужно забывать.

Собственно, если декодер складывает фазу символа в многобитный вектор (больше чем алфавит на выходе жёсткого декодера) на созвездии, то векторы легко склеивать (в т.ч. поворачивая) с векторами соседних символов. Т.о. используя отсекаемую жёстким декодером информацию. Во все комбинации или избирательно. И уже совместно принимать решения. Причём можно разными методами и с вероятностными оценками каждого бита.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 29 2014, 05:49

[GetSmart]

Если ошибиться в одном символе QPSK, то могут исказиться сразу два бита. Т.о. повышается (появляется) вероятность удвоенной ошибки.

Здесь ошибся. Можно расставить алфавит на созвездии QPSK так, чтобы соседние символы отличались только на один бит.
Соответственно это

Но ему нужен более высокий SNR чтобы уменьшить вероятность двойных ошибок.

следует читать как просто ошибок.

и принимать результат максимальной мощности одной из комбинаций.

Это тоже следует читать как "максимальной проекции одной из комбинаций на одну общую ось символьной синхронизации". И все комбинации развёрнуты в одну сторону с "приаттаченным" к ним текстом.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 29 2014, 04:08

[Serg76]

Здесь ошибся. Можно расставить алфавит на созвездии QPSK так, чтобы соседние символы отличались только на один бит.

Это правило построения называется кодом Грея, об остальном можно прочитать у Б. Скляра , стр. 250, п. 4.8.4 "Схемы BPSK и QPSK имеют одинаковые вероятности ошибки", не поленитесь посмотреть, чтобы уже окончательно исключить различного рода домыслы

[des00]

Это правило построения называется кодом Грея, об остальном можно прочитать у Б. Скляра , стр. 250, п. 4.8.4 "Схемы BPSK и QPSK имеют одинаковые вероятности ошибки", не поленитесь посмотреть, чтобы уже окончательно исключить различного рода домыслы

не следил, за темой. но я правильно понимаю что вы рассматриваете кривые BER vs EbNo ?

[GetSmart]

...чтобы уже окончательно исключить различного рода домыслы

Какие домыслы? Не поленитесь проверить хотя бы в симуляторе.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 29 2014, 05:45

[des00]

Какие домыслы? Не поленитесь проверить хотя бы в симуляторе.

Что-то мне подсказывает что ошибка в терминах: Serg76 ведет речь о кривой BER vs EbNo (и она действительно будет одинакова), а вы ведете речь о кривой BER vs EsNo (BPSK Eb = Es, для QPSK Eb = Es/2).

[GetSmart]

Что-то мне подсказывает что ошибка в терминах: Serg76 ведет речь о кривой BER vs EbNo (и она действительно будет одинакова), а вы ведете речь о кривой BER vs EsNo (BPSK Eb = Es, для QPSK Eb = Es/2).

Дело в том, что термина паралельно декодируемого блока символов (в самом простом случае два соседних символа BPSK) и соответствующих графиков вряд ли существует. В дополнение к одному (многобитному) символу, "паралельно" ака одновременно декодируемому.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 29 2014, 12:24

[Serg76]

Что-то мне подсказывает что ошибка в терминах: Serg76 ведет речь о кривой BER vs EbNo (и она действительно будет одинакова), а вы ведете речь о кривой BER vs EsNo (BPSK Eb = Es, для QPSK Eb = Es/2).

Вы все верно понимаете, об этом я писал начиная с #29 поста, но GetSmart этого понять никак не хочет

[GetSmart]

Хорошо. Попробую логическим путём.

Все ли признают, что сравнивать помехоустойчивость разных видов модуляции корректно только на одинаковом отрезке времени (блока символов) дабы шум на нём усреднялся одинаково для обоих?

Далее, для BPSK vs QPSK равноправно иметь задержку в один символ QPSK и два символа BPSK. Без симулятора проще пока рассмотреть вариант двух подряд идущих одинаковых символов BPSK. Два эти символа это фактически один символ на в два раза меньшей частоте модуляции. А уменьшая её в 2 раза мы получаем помехоустойчивость выше в 1.41. Весь косяк классической оценки BPSK в том, что там решение принимается за один символ, а потом "нечестно" сравнивают с QPSK.

[Serg76]

Дело в том, что термина паралельно декодируемого блока символов (в самом простом случае два соседних символа BPSK) и соответствующих графиков вряд ли существует. В дополнение к одному символу, "паралельно" ака одновременно декодируемому.

Обращаю Ваше внимание, что мы не рассматриваем работу приемника в "целом", здесь рассматривается помехоустойчивость поэлементного приема, поэтому я не понимаю о каких параллельно декодируемых блоках идет речь?

[GetSmart]

Обращаю Ваше внимание, что мы не рассматриваем работу приемника в "целом", здесь рассматривается помехоустойчивость поэлементного приема, поэтому я не понимаю о каких параллельно декодируемых блоках идет речь?

Речь только о декодере/демодуляторе. При этом он ресурсоёмкостью не сложнее, если не проще декодера QPSK. Всё это делается без дополнительных корректирующих кодов, соответственно сторона передатчика самая обыкновенная и сигнал летящий по волнам - самый обыкновенный BPSK. Просто метод декода - паралельный/групповой. На примере свёртки для двух разных символов BPSK это так: опорный сигнал 50% прямой фазы, 50% инвертированной. С ним делается свёртка входного сигнала. На выходе шум равномерно усредняется по удвоенной длине, давая выигрыш в 3 дб. Для одинаковых символов опорник 100% прямой фазы.

Блоки = подряд идущие символы, в которых одновременно усредняется/нейтрализуется шум.

Если привязываться к "поэлементному" декоду в сравнительных тестах, то ситуация комичная. Есть два декодера - классический QPSK и сдвоенный BPSK. Последний имеет ту же временную задержку между входом и выходом и ту же или проще ресурсоёмкость/сложность. В эксплуатации даёт помехоустойчивость выше на 3 дб, но при этом все считают, что BPSK ни разу не помехоустойчивей QPSK.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 29 2014, 07:22

[petrov]

Речь только о декодере/демодуляторе. При этом он ресурсоёмкостью не сложнее, если не проще декодера QPSK. Всё это делается без дополнительных корректирующих кодов. Просто метод паралельный/групповой. На примере свёртки для двух разных символов BPSK это так: опорный сигнал 50% прямой фазы, 50% инвертированной. С ним делается свёртка входного сигнала. На выходе шум равномерно усредняется по удвоенной длине, давая выигрыш в 3 дб. Для одинаковых символов опорник 100% прямой фазы.

Блоки = подряд идущие символы, в которых одновременно усредняется/нейтрализуется шум.

Никакого выигрыша в сравнении с посимвольным приёмом получить невозможно, учитывать большее количество символов имеет смысл только если есть связь между символами(кодирование, многолучёвка).

[GetSmart]

То есть очевидный пример декодирования двух подряд идущих одинаковых символов BPSK с интегрированием шума на удвоенном интервале прошёл мимо кассы?

учитывать большее количество символов имеет смысл только если есть связь между символами(кодирование, многолучёвка).

... и шум

[KalashKS]

Все ли признают, что сравнивать помехоустойчивость разных видов модуляции корректно только на одинаковом отрезке времени (блока символов) дабы шум на нём усреднялся одинаково для обоих?

Далее, для BPSK vs QPSK равноправно иметь задержку в один символ QPSK и два символа BPSK. Без симулятора проще пока рассмотреть вариант двух подряд идущих одинаковых символов BPSK. Два эти символа это фактически один символ на в два раза меньшей частоте модуляции. А уменьшая её в 2 раза мы получаем помехоустойчивость выше в 1.41. Весь косяк классической оценки BPSK в том, что там решение принимается за один символ, а потом "нечестно" сравнивают с QPSK.

Чтобы такое сравнение имело смысл надо еще наложить требование одинаковой скорости передачи. Тогда длина элементарных символов BPSK вдвое короче, а вашего составного - такая же, как для QPSK. Соответственно имеете ту же энергию символа и нулевой выигрыш. Точнее есть проигрыш, т.к. для передачи нужна вдвое большая полоса.
Выше правильно пишут, в теории никакого выигрыша быть в данном случае не может.

[GetSmart]

Чтобы такое сравнение имело смысл надо еще наложить требование одинаковой скорости передачи. Тогда длина элементарных символов BPSK вдвое короче, а вашего составного - такая же, как для QPSK. Соответственно имеете ту же энергию символа и нулевой выигрыш. Точнее есть проигрыш, т.к. для передачи нужна вдвое большая полоса.
Выше правильно пишут, в теории никакого выигрыша быть в данном случае не может.

Почти всё правильно. С самого начала ветки договорились сравнивать одинаковый битрейт. Из-за этого символ BPSK получился в 2 раза короче символа QPSK. Нужна вдвое большая полоса - тоже было. Но. Она благодаря в 1.41 раз большему межсимвольному расстоянию и даёт выигрыш. Просто в книжках его нивелируют нечестным сравнением.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 29 2014, 07:56

[KalashKS]

Почти всё правильно. С самого начала ветки договорились сравнивать одинаковый битрейт. Из-за этого символ BPSK получился в 2 раза короче символа QPSK. Нужна вдвое большая полоса - тоже было. Но. Она благодаря в 1.41 раз большему межсимвольному расстоянию и даёт выигрыш. Просто в книжках его нивелируют нечестным сравнением.

Между вашими составными символами расстояние будет таким же, как в обычных QPSK.
В чем заключается нечестность сравнения?

[alexast]

Здесь ошибся. Можно расставить алфавит на созвездии QPSK так, чтобы соседние символы отличались только на один бит.
Соответственно это

следует читать как просто ошибок.


Это тоже следует читать как "максимальной проекции одной из комбинаций на одну общую ось символьной синхронизации". И все комбинации развёрнуты в одну сторону с "приаттаченным" к ним текстом.

Коллеги, дискуссия и обмен мнениями в общем приобрёл несколько такой философский характер с отрывом от основной темы. А тема была увязка спектра с количеством
передаваемой информации так я себе это мыслил вначале.
С уважением Алексей.

[GetSmart]

А тема была увязка спектра с количеством передаваемой информации так я себе это мыслил вначале.

Много раз уже всплывала эта тема. При очень высоком SNR в 1 Гц можно "утоптать" на порядки больше бит/сек. В идеальных условиях и на большом интервале - бесконечно.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 29 2014, 11:50

[KalashKS]

Коллеги, дискуссия и обмен мнениями в общем приобрёл несколько такой философский характер с отрывом от основной темы. А тема была увязка спектра с количеством
передаваемой информации так я себе это мыслил вначале.
С уважением Алексей.

Переход к квадратурной схеме удваивает спектральную эффективность.Можно удвоить скорость, но для сохранения той же достоверности передачи надо также удвоить мощность, то есть на каждый передаваемый бит надо закачивать в канал ту же энергию, как и в случае АМ.
по вопросу стыковки с теоремой Котельникова: в случае АМ дискретизируется действительный сигнал, а в случае КАМ - комплексный. То есть для КАМ надо в два раза больше отсчетов (действительная и мнимая части).

[GetSmart]

Между вашими составными символами расстояние будет таким же, как в обычных QPSK.
В чем заключается нечестность сравнения?

Про нечестность пару раз уже сказал.

Между моими символами расстояние пропорционально увеличено кол-ву символов в блоке. Свёртка по удвоенной длине символа даст вектор удвоенной длины, если фазы (тексты) совпадут. Но тут есть маленький нюанс, что в соревновании текстов "побеждает" самый далеко убежавший на опорной оси. А не просто нахождение вектора в нужной полуплоскости BPSK-созвездия. Поэтому рекомендую перестать анализировать всё в книжной терминологии, а стараться "на пальцах". То есть минимальными и очевидными логическими цепочками.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 29 2014, 09:03

[KalashKS]

Между моими символами расстояние пропорционально увеличено кол-ву символов в блоке.

А энергия каждого элементарного символа обратно пропорциональна этому количеству (при одинаковой мощности и скорости передачи), что компенсирует ожидаемый вами выигрыш.

[petrov]

То есть очевидный пример декодирования двух подряд идущих одинаковых символов BPSK с интегрированием шума на удвоенном интервале прошёл мимо кассы?

Данные случайны, приподнятые косинусы на соседних символьных интервалах ортогональны, точно так же можно изобразить блок из двух символов в декартовой системе как для QPSK, от того что принимаете решение о приёме одной точки из 4-х битовая ошибка не изменится, для бита расстояние остаётся таким же, шум с соседнего символьного интервала ортогонален и никак не влияет.

[alexast]

Переход к квадратурной схеме удваивает спектральную эффективность.Можно удвоить скорость, но для сохранения той же достоверности передачи надо также удвоить мощность, то есть на каждый передаваемый бит надо закачивать в канал ту же энергию, как и в случае АМ.
по вопросу стыковки с теоремой Котельникова: в случае АМ дискретизируется действительный сигнал, а в случае КАМ - комплексный. То есть для КАМ надо в два раза больше отсчетов (действительная и мнимая части).

А куда попадает эта мнимая или действительная часть? Реально будем по теореме Котельникова отрабатывать начальный спектр, который
не увеличился никак по сравнения с АМ модуляцией.

[KalashKS]

А куда попадает эта мнимая или действительная часть? Реально будем по теореме Котельникова отрабатывать начальный спектр, который
не увеличился никак по сравнения с АМ модуляцией.

В исходном спектре область отрицательных частот комплексно сопряжена с областью положительных частот, то есть не несет дополнительной информации. В случае КАМ это не так, информации в два раза больше и надо в два раза больше отсчетов.

[тау]

То есть для КАМ надо в два раза больше отсчетов (действительная и мнимая части).

не согласен с последним предложением.
комплексный КАМ сигнал при переносе в 0 занимает полосу от -w до w и частота комплексных отсчетов должна быть не менее 2w, при этом полоса , занимаемая собственно комплексным сигналом =2w

Действительный сигнал (пусть это из АМ) при переносе в 0 занимает полосу от 0 до w и частота действительных отсчетов должна быть тоже не менее 2w ,при этом полоса , занимаемая собственно действительным сигналом =w . Хотя до демодуляции ( эфирный спектр) полоса удвоена , = 2w

[KalashKS]

не согласен с последним предложением.
комплексный КАМ сигнал при переносе в 0 занимает полосу от -w до w и частота комплексных отсчетов должна быть не менее 2w, при этом полоса , занимаемая собственно комплексным сигналом =2w

Действительный сигнал (пусть это из АМ) при переносе в 0 занимает полосу от 0 до w и частота действительных отсчетов должна быть тоже не менее 2w ,при этом полоса , занимаемая собственно действительным сигналом =w . Хотя до демодуляции ( эфирный спектр) полоса удвоена , = 2w

Я это и имел в виду: необходимая частота отсчетов та же, но дискретизировать надо обязательно и мнимую часть, что удваивает число отсчетов.

[GetSmart]

...шум с соседнего символьного интервала ортогонален и никак не влияет.

Шум не так чтобы вообще непредсказуем. Его суммирование по двум символам даёт общее отклонение (вероятность) от 0 такое же как и для одного символа. При этом вероятность ошибочного опознания двух символов подряд во много раз меньше вероятности ошибки в одном символе. В случае ошибочного опознания одного символа в ситуации предельных шумов, второй символ обычно имеет проекцию большей длины, т.о. из пары символов всегда можно выбрать один гарантированно достоверный. Далее берётся вектор его промаха и половина вектора прибавляется ко второму символу. Т.о. уменьшается шум второго парного символа. Соответственно, если он ранее ошибочно опознался (но заранее это неизвестно), то после добавления к нему половины вектора вероятность его ошибочного опознания уменьшается. Хотя, этот алгоритм удобнее применять для непрерывного потока символов, а не блоков. И точно так же можно для 2-3-4 и более символов. Пока они находятся в FIFO-буфере, они "очищаются".

-----
2 All
По поводу блокового декода, честно признаюсь, сам не симулировал. Пока только рожаю

Даже в примере "мимо кассы" накосячил.

Сообщение отредактировал GetSmart - May 30 2014, 04:22

[тау]

Я это и имел в виду: необходимая частота отсчетов та же, но дискретизировать надо обязательно и мнимую часть, что удваивает число отсчетов.

то есть "как ни крути Котельникова" а частоту отсчетов (состоящих из вещественных чисел) возьми да положь не менее чем в 2 раза больше , чем ширина полоса сигнала, вне зависимости от вида модуляции

Сообщение отредактировал тау - May 29 2014, 11:28

[alexast]

то есть "как ни крути Котельникова" а частоту отсчетов (состоящих из вещественных чисел) возьми да положь не менее чем в 2 раза больше , чем ширина полоса сигнала, вне зависимости от вида модуляции

Итак на цифрах. Имеем Квадратурную модуляцию с шириной полосы 200 кГц. Какова частота дискретизации должна быть:
400 кГц или 800 кГц.
спасибо
С уважением Алексей.

[тау]

Итак на цифрах. Имеем Квадратурную модуляцию с шириной полосы 200 кГц. Какова частота дискретизации должна быть:
400 кГц или 800 кГц.

необходимая частота дискретизации должна быть не менее 200кГц для комплексных отсчетов (подразумевается что отсчет при этом содержит действительную и мнимую части) . При этом дискретизация возможна для снесенного в 0 сигнала (занимает полосу 100 кГц ниже 0 и 100 кГц выше 0).

или не менее 400 кГц для вещественных отсчетов ( без мнимой части), при этом снесенный в 0 сигнал дискретизировать невозможно, а только полосовой вещественный сигнал , несмотря на то что он является результатом квадратурной модуляции. И полоса должна полностью целиком располагаться в одной зоне найквиста.

[alexast]

необходимая частота дискретизации должна быть не менее 200кГц для комплексных отсчетов (подразумевается что отсчет при этом содержит действительную и мнимую части) . При этом дискретизация возможна для снесенного в 0 сигнала (занимает полосу 100 кГц ниже 0 и 100 кГц выше 0).

или не менее 400 кГц для вещественных отсчетов ( без мнимой части), при этом снесенный в 0 сигнал дискретизировать невозможно, а только полосовой вещественный сигнал , несмотря на то что он является результатом квадратурной модуляции. И полоса должна полностью целиком располагаться в одной зоне найквиста.

Давайте тогда сравним с АМ сигналом. Та же полоса. Переносим в 0. А вообще не понятно. Итак имеем Кв. мод. сигнал с полосой 200 кГц. Переносим в нулевую часть спектра. Боковая полоса
соответственно занимает полосу 100 кГц. Дискретизация. При этом частота дискретизации не менее 200 кГц. Или всё таки для полной достоверности должны эту полосу 100 кГц дискретизировать
400 кГц.
Что для АМ сигнала?
Алексей.

[petrov]

Давайте тогда сравним с АМ сигналом. Та же полоса. Переносим в 0. А вообще не понятно. Итак имеем Кв. мод. сигнал с полосой 200 кГц. Переносим в нулевую часть спектра. Боковая полоса
соответственно занимает полосу 100 кГц. Дискретизация. При этом частота дискретизации не менее 200 кГц. Или всё таки для полной достоверности должны эту полосу 100 кГц дискретизировать
400 кГц.
Что для АМ сигнала?
Алексей.

В данном случае всё то же самое, поскольку при переносе на нулевую частоту гетеродин не синхронный, АМ сигнал содержится и в действительной и в мнимой части, после синхронизации один квадратурный канал с половиной шума отбрасываем.

[alexast]

В данном случае всё то же самое, поскольку при переносе на нулевую частоту гетеродин не синхронный, АМ сигнал содержится и в действительной и в мнимой части, после синхронизации один квадратурный канал с половиной шума отбрасываем.

И всё-таки не понятно. Перенесли сигнал с квадратурной модуляцией. Далее берём АЦП, какую частоту дискретизации я должен выбрать? Есть ли разница для АМ и для Кв. мод.?

[petrov]

И всё-таки не понятно. Перенесли сигнал с квадратурной модуляцией. Далее берём АЦП, какую частоту дискретизации я должен выбрать? Есть ли разница для АМ и для Кв. мод.?

Всё по Котельникову в соответствии с полосой.

[KalashKS]

И всё-таки не понятно. Перенесли сигнал с квадратурной модуляцией. Далее берём АЦП, какую частоту дискретизации я должен выбрать? Есть ли разница для АМ и для Кв. мод.?

Если фазовой синхронизации нет, то нет разницы при оцифровке АМ и КАМ.
Если фазовая синхронизация есть, то для КАМ надо 2 АЦП с частотой минимум 200 МГц (или один с частотой минимум 400 МГц), а для АМ можно ограничиться одним АЦП 200 МГц.

Сообщение отредактировал KalashKS - May 30 2014, 04:00

[alexast]

Если фазовой синхронизации нет, то нет разницы при оцифровке АМ и КАМ.
Если фазовая синхронизация есть, то для КАМ надо 2 АЦП с частотой минимум 200 МГц (или один с частотой минимум 400 МГц), а для АМ можно ограничиться одним АЦП 200 МГц.

Т.е. если сначала получаем два ортогональных сигнала, то их цифруем 2-мя АЦП по классической теореме Котельникова. Если же сигнал не разбираем и рассматриваем как комплексный
то поднимаем оцифровку ещё в 2 раза. И если так, то при оцифровке (без как здесь сказана синхронизации а я это понимаю разбивка на 2 ортогональных) надо обязательно учитывать
то, что из себя представляет закодированный сигнал. И не брать в расчёт его спектр (вернее брать но очень осторожно). Иначе имея квадратурную модуляцию и не задумываясь об этом
зная спектр и просто воспользовавшись теоремой Котельникова получим не правильный результат.
На цифрах:
Квадратурная модуляция -перенесли спектр - полоса 100 кГц (синхронизации нет) цифранули 200 кГц - результат отрицательный для дальнейшей обработки не годится.
Для АМ всё нормально прокатывает.
Чтобы сделать правильно без синхронизации должны цифровать 400 кГц.
Я правильно мыслю?
Заранее спасибо с уважением Алексей.

[KalashKS]

Т.е. если сначала получаем два ортогональных сигнала, то их цифруем 2-мя АЦП по классической теореме Котельникова. Если же сигнал не разбираем и рассматриваем как комплексный
то поднимаем оцифровку ещё в 2 раза. И если так, то при оцифровке (без как здесь сказана синхронизации а я это понимаю разбивка на 2 ортогональных) надо обязательно учитывать
то, что из себя представляет закодированный сигнал. И не брать в расчёт его спектр (вернее брать но очень осторожно). Иначе имея квадратурную модуляцию и не задумываясь об этом
зная спектр и просто воспользовавшись теоремой Котельникова получим не правильный результат.
На цифрах:
Квадратурная модуляция -перенесли спектр - полоса 100 кГц (синхронизации нет) цифранули 200 кГц - результат отрицательный для дальнейшей обработки не годится.
Для АМ всё нормально прокатывает.
Чтобы сделать правильно без синхронизации должны цифровать 400 кГц.
Я правильно мыслю?
Заранее спасибо с уважением Алексей.

Не совсем.
Исходных вариантов оцифровки два: на нулевой и на промежуточной частоте.
1) При оцифровке на промежуточной ПЧ должна быть не меньше 100 кГц, чтобы спектр полностью расположился от 0 до 200 кГц. Такой сигнал цифруется одним АЦП с частотой минимум 400 кГц.
2) Если сигнал переносится в ноль и цифруется там, то имеются два ортогональных сигнала (синфазный и квадратурный) с полосой от 0 до 100 кГц. Варианты оцифровки следующие:
а) КАМ цифруется двумя АЦП с частотой минимум 200 кГц.
б) АМ в отсуствии фазовой синхронизации цифруется также двумя АЦП с частотой минимум 200 кГц.
в) АМ при наличии фазовой синхронизации можно цифровать одним АЦП с частотой минимум 200 кГц, так как квадратурная компонента в этом случае содержит только шум.

[alexast]

Не совсем.
Исходных вариантов оцифровки два: на нулевой и на промежуточной частоте.
1) При оцифровке на промежуточной ПЧ должна быть не меньше 100 кГц, чтобы спектр полностью расположился от 0 до 200 кГц. Такой сигнал цифруется одним АЦП с частотой минимум 400 кГц.
2) Если сигнал переносится в ноль и цифруется там, то имеются два ортогональных сигнала (синфазный и квадратурный) с полосой от 0 до 100 кГц. Варианты оцифровки следующие:
а) КАМ цифруется двумя АЦП с частотой минимум 200 кГц.
б) АМ в отсуствии фазовой синхронизации цифруется также двумя АЦП с частотой минимум 200 кГц.
в) АМ при наличии фазовой синхронизации можно цифровать одним АЦП с частотой минимум 200 кГц, так как квадратурная компонента в этом случае содержит только шум.

Будьте добры скажите несколько слов о фазовой синхронизации для АМ сигнала. Как это понимается?
Заранее спасибо с уважением Алексей.

[KalashKS]

Будьте добры скажите несколько слов о фазовой синхронизации для АМ сигнала. Как это понимается?
Заранее спасибо с уважением Алексей.

Имеется в виду, что при переносе сигнала на нулевую частоту опорное колебание, формируемое местным генератором, синфазно с несущим, или имеет противоположную фазу.

[alexast]

Имеется в виду, что при переносе сигнала на нулевую частоту опорное колебание, формируемое местным генератором, синфазно с несущим, или имеет противоположную фазу.

отлично спасибо. Подскажите, пожалуйста, учебник где эта технология прописана. А то я вспоминаю детектирование как обычным диодом и далее фильтрация конденсатором. классический
вариант. А здесь получается сразу перенести на нулевую частоту. Как бы даже не супергетеродинирование. Или у меня мешанина?
С уважением Алексей.

Имеется в виду, что при переносе сигнала на нулевую частоту опорное колебание, формируемое местным генератором, синфазно с несущим, или имеет противоположную фазу.

Но как я понимаю опорное колебание попадает на нулевую частоту. Или там картинка будет подобной с подавлением несущей. В спектре её нет, однако на осциллографе присутствует. Там
или подобным образом пишет Баскаков.
С уважением Алексей.

[thermit]

alexast:
Подскажите, пожалуйста, учебник где эта технология прописана.

Гугель. Синхронное детектирование ам.

KalashKS:
1) При оцифровке на промежуточной ПЧ должна быть не меньше 100 кГц, чтобы спектр полностью расположился от 0 до 200 кГц. Такой сигнал цифруется одним АЦП с частотой минимум 400 кГц.

Это несколько не соответствует действительности. Полоса в 100 кгц означает, что оцифровка может вестись на 200кгц. Достаточно правильно выбрать пч.
Если пч сделать 150гкц такой сигнал можно цифровать 200кгц. При этом произойдет преобразование спектра на 50кгц. При этом в цифре преобразование в 0 сведется к тривиальным умножениям.

[KalashKS]

Это несколько не соответствует действительности. Полоса в 100 кгц означает, что оцифровка может вестись на 200кгц. Достаточно правильно выбрать пч.
Если пч сделать 150гкц такой сигнал можно цифровать 200кгц. При этом произойдет преобразование спектра на 50кгц. При этом в цифре преобразование в 0 сведется к тривиальным умножениям.

Да. Почти не использовал субдискретизацию. Забываю про нее.

Upd:И вообще я затупил с цифрами. В моем расчете полоса считалась равной 200 кГц.

Сообщение отредактировал KalashKS - May 30 2014, 09:43